JPS61109461A - 高圧電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明は高圧電源装置に係り、さらに詳細には複写機、
プリンタ、テレビジョン装置などに用いられる高圧電源
装置に関する。

［従来技術］ 上記のような高圧電源装置の一つとして、第１図に示す
ような回路が複写機の帯電器制御などに多く用いられて
いる。

第１図に示す回路は高圧の直流に所望の交流を重畳した
高圧電流を発生させる回路である。同図の端子３．４か
ら矩形波（あるいは正弦波）パルスを昇圧トランス６に
入力し、その２次側に巻線比に応じて昇圧された交流を
発生させ、これをダイオード８、コンデンサ９および負
荷抵抗ｌＯから成る整流、平滑回路により高圧の直流電
圧Ｖｔを得る。

一方、端子ｌ、２からは所望の負荷の制御４．シ性にし
たがって定められた周波数の交流をトランス５に印加す
る。　　ｌ−ランス５の２次側の一端にはトランス６の
高圧直流出力が接続されており、したがってトランス５
の２次側には、第２図に示すような前記の直流電圧Ｖｌ
と端子１．２から入力された交流を昇圧して得た交流ｖ
２が重畳された電圧Ｖ１＋Ｖ２が発生され、出力端子７
から負荷に給電される。

第２図に示すように、出力電圧はトランス６により昇圧
された電圧Ｖｔを中心にトランス５によって昇圧された
交流電位が重畳されたものとなる。

Ｌ記のような交流を重畳させた高圧を発生させる従来構
成は直流系と交流系の２系統のトランスを必要とし、こ
のためコストが高く、またトランスは比較的大型の部品
なので装置全体の小型化を町む欠点がある。また、第２
図に示す高圧型流電ＪＩ：ｖ１は多くの場合数ＫＶと高
圧なことが多く、Ｉ・ランス５の１〜２次間の絶縁、お
よび高圧出力部と他の低圧部分の絶縁にかなりのコスト
がかかる欠点がある。さらに、所望の負荷制御特性を得
るために重畳交流を低周波にしたい場合にはトランス５
の磁気飽和を避けるためにトランス５が大型化してしま
う欠点がある。

［］１　的］ 本発明は以１−の点に鑑みて外されたもので、直流に交
流を重畳させる事により、複写機などにおいては（ｆｌ
’電ムラを防１にし、良好な画像を得ることができる高
圧電源装置を提供することを目的とする。

［実施例１ 以ｔ゛、図面に示す実施例に基づいて本発明の詳細な説
明する。

第３図に本発明による電源装置の回路構成の一例を示す
。第３図において符号１４で示されているものは昇圧ト
ランスで、この昇圧トランス１４の１次側の一端には抵
抗１２、電解コンデンサ１３から成るフィルタを介して
低圧の直流電圧Ｖｃｃが印加される。１次側の他端には
スイッチングトランジスタ２８のコレクタが接続されて
おり、このスイッチングトランジスタ２８によ４Ｊ　Ｊ
ｆ圧トランス１４の１次側に対する給電制御が行なわれ
る。

昇圧トランス１４の２次側にはダイオード１５、コンデ
ンサ１６、放電用抵抗１７から成る整流、平滑回路が接
続されており、昇圧トランス１４により昇圧された電圧
が直流に変換されて負荷１８に給電される。負荷１８に
流れる負荷電流は検出抵抗１９を介して電圧として検出
される。

検出電圧はコンデンサ２０により積分（平滑）され、さ
らに抵抗２１．２２から成るバイアス回路　　　、）を
経てオペアンプなどから構成された誤差増幅器２５の中
入力に導かれる。上記の抵抗１９〜２２およびコンデン
サ２０によって高圧電流検出回路２９が構成される。

誤差増幅器２５の一人力には低圧の電源電圧Ｖｃｃをノ
、（準電圧発生器３０を構成する抵抗２３．２４により
分圧して得た基準電圧が与えられる。誤差増幅器２５の
出力３１は交流発振器２６に入力され、交流発振器２６
を制御する。

第４図に第３図の交流発振器２６の詳細な構成を示す。

誤差増幅器２５の出力３１はオペアンプ５７、抵抗５４
．５５により構成されたコンパレータ回路に入力される
。このコンパレータ回路は交流発振器２６の出力電圧３
２と入力電圧を比較することによりその出力に矩形波を
発生する。矩形波のゲインは可変抵抗５２、抵抗５３に
より所定のレベルに調節され、抵抗４７．４８．５０、
コンデンサ４６．４９，５１、およびオペアンプ５６か
ら成るフィルタ回路に入力され、入力３１に重畳された
正弦波を発生する。

第５図にこの様子を示す。第５図において符号３１は誤
差増幅器２５の誤差電圧出力で、この電圧３１に振幅３
６を有する正弦波が重畳されて出力３２が発生される。

交流発振器２６により発生された正弦波３２はＰＷＭ　
（パルス幅変調器）２７に入力される。

ＰＷＭ２７の出力する矩形波３３はスイッチングトラン
ジスタ２８のベースに入力されており、ＰＷＭ２７は負
荷電流に応じてスイッチングトランジスタ２８のスイッ
チングパルス幅を制御する。

第６図にＰＷＭ２７の構成を詳細に示す。

交流発振器２６の出力は抵抗６４、ダイオード６３、抵
抗６２の直列接続を介して、３角波発生器として機能す
るコンパレータの中入力に導かれる。接続点８５、すな
わちオペアンプ６８の中入力には電源電圧ｖｃＣの抵抗
５８．５９の分圧点８９の電圧がダイオード６０、抵抗
６１を介して接続されている。コンパレータ６８の一人
力はコンデンサ６９によって接地されている。

コンパレータ６８の出力端子は抵抗６５を介して電源電
圧にプルアップされ、さらに帰還抵抗６６を介して十人
力に帰還がかけられている。

コンパレータ６８の出力は抵抗６７．７０を介してオペ
アンプ７３の十人力に接続されている。

抵抗６７．７０の接続点はコンパレータ６８の一人力と
接続されている。

コンパレータ７３の一人力には電源電圧Ｖｃｃの抵抗７
１．７２の分圧点８７の電圧が与えられている。コンパ
レータ７３は帰還抵抗７４を有し、その出力は抵抗７５
により電源電圧にプルアップされている。コンパレータ
７３の出力は抵抗７６を介してトランジスタ７７のベー
スに接続されている。

ｉ・ランジスタフ７のエミッタは接地されており、コレ
クタは抵抗７８を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されてい
る。またトランジスタ７７のコレクタは抵抗７９．８ｏ
をそれぞれ介して直列に接続されたトランジスタ８１．
８２のベースに接続されている。トランジスタ８１のエ
ミッタは抵抗８３を介して電源電圧に接続され、トラン
ジスタ８２のエミッタは接地されている。トランジスタ
８１．８２のコレクタ、エミッタの接続点の電圧は抵抗
８４を介してスイッチングＩ・ランジスタ２８のベース
にケえられる。

第７図に第６図中の各接続点の電圧を示す。

第７図において符号８６Ａ、８６ｍ”ｌは随続点８６の
異なった電位変化をそれぞれ示している。

３角波の下端の電位９２はコンパ１／−夕６８の出力が
低レベルのとき、 Ｖ９２＝　（ＶＢ２−Ｖｆ）　＊　− Ｒ６１＋Ｒ６６ により一義的に定まる。ここでは抵抗値をＲ１電圧値を
Ｖで示し、さらに添字により各抵抗ないし接続点を示し
ている（以下の式においても同様）。また、Ｖｆはダイ
オードの順方向電位を示している。

また３角波の上端の電位９３．９４はコンパレータ６８
が高レベルのときの電位であり、入力される交流発振器
２６の出力電圧３２のレベルにＶ！＋　２　（Ｖｃｃ−
ＶＢ２−Ｖｆ）　＊　　　　　　＋Ｖ３２　＋Ｖ　ｆ朗
５＋Ｒ８Ｂ＋Ｒ８２４１４ となり、電位ｖ３２によって変化し、９３の電位になっ
たり、９４の電位になったりする。なお、接続点６８の
３角波の傾きは抵抗６７、コンデンサ６９の時定数によ
り定まる。

また、電位８７は接続点８７の電位であり、Ｖｑ　Ｆ５
　＝ＶＢ　７　＝Ｖｃｃ・□Ｒ７１＋Ｒ７２ により一義的に定まり、この電位８７と、前記電位８６
の電位をコンパレータ８７により比較することにより符
号８８Ａ、８８Ｂで示されるような矩形波のパルスが形
成される。

接続点８６の電圧波形が波形８６Ａの場合にはコンパレ
ータ７３の出力波形は波形８８Ａのようになり、接続点
８６の波形が波形８６Ｂの場合にはコンパレータ７３の
出力波形は波形８ｆ１１１のようになる。

以上に示したように、３角波の下端の１１を位９２、接
続点８７の電位、抵抗６７、コンデンサ６９で定まる時
定数が一定なので、交流発振器２６の出力３２の変化に
よらずコンパレータ７３の出力オフ時間は第７図に符号
９８．１０１で示すように常に等しくなり、またオン時
間は交流発振器２６の出力に応じて符号９９．１００で
示すように調節される。

このようにして得られた矩形波パルスはトランジスタ７
７．８１．８２、抵抗７６．７８〜８０．８３．８４で
構成される電流増幅回路で所定ゲインにより増幅されて
大電流のスイッチングトランジスタ２８が駆動される。

ＰＷＭ２７の出力波形を簡略に第８図に示す。

ＰＷＭ２７の出力波形３３はそのオフ時間４５が常に一
定で、オン期間４４が交流発振器２６の出力３２により
調節されたものとなる。

次に以上の構成における動作につき説明する。

第３図において、負荷１８を流れた高圧電流は全て抵抗
１９を介してトランスに戻る。この電流を４６４　Ｉ１
１抵抗１９で検出し、コンデンサで積分する。この電位
は負電位となり、誤差増幅器２５の動作域を外れるので
、抵抗２１．２２でバイアスを加え、誤差増幅器２５の
動作域に移動した電位が＋＝ｌ差増幅器２５に入力され
る。

＋ｉ！！差増幅器２５では抵抗２２．２３で形成した基
準電位と、加えられた前記の＋側入力が比較される。す
なわち、十人力の方が高ければ高レベルを出力し、その
逆の場合は低レベルを出力し、両名が同電位で安定状態
を保つ。

第５図に示したように誤差増幅器２５の出力３１に交流
発振器２６で発生された正弦波が重畳され、波形３２が
得られる。この波形３２と第３図の接続点３４の高圧出
力の関係を第９図に示す。ここで横軸は交流発振器２６
の出力３２の電圧を縦軸は高圧出力３４の電圧を示して
いる。

ＰＷＭ２７．およびＭ圧トランス１４における増幅率は
直線４３で示すように線形であり、ＰＷＭ２７に正弦波
を入力することにより、接続点３４に高電圧にレベルシ
フトされた正弦波を発生することができる。

以上のようにして、高圧出力電圧、の１Δ分値が一定と
なるような定電流出力をもった高圧電源において、従来
の交流重畳方式で得られる交流を重畳させた高圧出力と
同等の出力をｆｔ）ることができる。以−Ｌのような構
成によれば、高圧出力の強度を所定の周波数で変化させ
ることにより、従来と同等の出力波形を得ているので、
従来の交流系のトランスを省略でき、電源部を著しく小
型に形成できる。当然ながら、交流系のトランスがない
ので重畳交流を低周波に設定する場合にもトランスの大
型化にから来る制約がなくなるので、設Ａ１作業も楽に
なる。また、高圧を取り扱う接続点が少なくなるので、
他の低圧部分との絶縁処理も楽になり、コストを低減で
きる。

以上では負荷電流を一定にするような定電流制御を行な
う高圧電源装置における実施例を示した　　　４が、負
荷電圧を一定に制御するような高圧電源装置１ 置においても本発明が実施できるのはもちろんである。

第１０図は前記の第３図に対応し、定電圧制御を行なう
場合の実施例を示している。ここでは前記と同一ないし
相当部材には同一符号を付し、その詳細な説明は省略す
る。

第璽０図の実施例では誤差増幅器２５に入力するＩｌｔ
圧を負荷電圧に対応した電圧としている。すなわち、誤
差増幅器２５の一人力には負荷１８に対する印加電圧を
抵抗１７．１９により分圧し、コンデンサ２０により積
分した電位が入力されている。誤差増幅器２５の一人力
はツェナーダイオード２５ＡによりプルアップＸれてい
る。このツェナーダイオード２５Ａは第３図の抵抗２１
．２２に対応する回路で、そのツエｆ−電圧により入力
電圧を誤差増幅器２５の動作域に保つ働きをする。また
誤差増幅器２５の十人力端子には電源電圧ｖｃＣを抵抗
２３．２４により分圧した基準電圧が加えられている。

したがって、本実施例の場合、誤差増幅器２５は抵抗２
３．２４の分圧に対応して定められた所定の基準電圧と
負荷電圧との誤差信号を出力する。

誤差増幅器２５の後段の交流発振器２６、ＰＷＭ２７の
動作は前記と同様であり、したがって本実施例によれば
高圧出力電圧の積分値が一定となるような定電圧出力を
もった高圧電源において、前記と同様の効果を得ること
ができる。

以上の実施例では昇圧トランスの１次側の低圧電源を断
続させるスイッチングトランジスタを制御することによ
り高圧出力を制御しているが、スイッチングトランジス
タを固定周波数により断続させ、昇圧トランスの１次側
低圧電源の電力を制御するような構成も考えられる。

第１１図はこのような構成の一例を示している。第１１
図ではスイッチングトランジスタ２Ｂは固定周波数の発
振器１１０により励振されており、昇圧トランス１４の
他端に対する電源電圧Ｖｃｃをシリーズレギュレータ１
１７により制御している。シリーズレギュレータ１１７
の動作は第１０図と同様に構成された誤差増幅器２５、
交流発振器２６により制御される。

第１２図に発振器１１０の回路の一例を示す。

ここではオペアンプ１２２を用いた発信器を示している
。オペアンプ１２２の＋入力には抵抗１２０−１２３で
形成されたしきい値が入力されるとともに抵抗１２６を
介して自己の出力がフィードバックされる。また、出力
端子、−人力間には周波数を規定する抵抗１２４、コン
デンサ１２５から成る時定数回路が接続されている。発
生されたパルス波は、抵抗１２７を介し電流増幅を行な
うスイッチングトランジスタ１２９のベースに入力され
る。トランジスタ１２９のコレクタは電流制限用の抵抗
１３０を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されるとともに、
スイッチングトランジスタ２８のベースと接続される。

周知のようにこのような発振回路ではしきい値をノ、（
準としてオペアンプ１２２がハイレベル、ローレベル出
力を繰り返すことにより方形波パルスが形成される。第
１３図は第１２図のオペアンプ１２２の一入力端子の波
形を示している。符号７２Ａ、７２Ｂはオペアンプ１２
２の＋入力端子の入力しきい値レベルで、出力がハイか
ローかでいずれかに切り換わる。ハイレベル区間Ｐでは
コンデンサー２５が充電されるので、時定数に応じて一
入力端子の電圧が上昇し、これがレベル７２Ａに達した
時点でアンプはローレベルに切り換わる。ローレベル区
間Ｑではコンデンサー２５が放電され、時定数に応じて
一入力端子の電圧が減少する。この区間では帰還抵抗１
２６により＋入力端子のしきい値電圧はレベル７２Ｂと
なっており、−入力端子がこのレベルに達すると再びオ
ペアンプ１２２は反転する。このようん動作を繰り返す
ことによりトランジスター２９が断続され、電流増幅さ
れたその出力により第１１図のスイッチングトランジス
タ２８が駆動される。

一方、トランジスタ２８と反対側の昇圧トランス１４の
１次巻線の一端はトランジスター１４．１１５、抵抗１
１１−１１３．１１５から構成されたシリーズレギュレ
ーター１７に接続される。

このシリーズレギュレーター１７の入力には１１１１記
と同様の交流発振器２６が接続されており、負荷電圧を
一定にするように制御された正弦波が入力される。シリ
ーズレギュレータ１１７は入力される正弦波に応じて電
源から昇圧トランス１４に供給する電力を変化させる。

なお第１１図において符号１３で示されているのは平滑
用コンデンサである。

このような構成によっても２次側に高圧を発生させるこ
とができ、この場合にも前記と同様の効果を得ることが
できる。

第１１図では２次側の負荷電圧を平均的に定電圧制御す
る構成を示したが、第１４図に示すように、２次側の出
力検出回路として第３図中に符号２９で示したのと同様
の高圧電流検出回路を設け、この高圧電流検出回路２９
の出力を誤差増幅器２５に入力するように構成してもよ
い、このような構成によりシリーズレギュレータを用い
て１次側の定電圧給電を制御する構成においても出力を
定電流制御することが可能である。

以−１−に示した実施例では交流発振器２６の出カフ する交流波形は正弦波として示したが、矩形波、ノコギ
リ波、三角波など所望の波形を用いることができる。こ
れにより負荷の性質に応じて所望の変動パターンで出力
強度を変化させることができる。これは従来の技術思想
から見ると、所望の波形の交流を高圧直流出力に重畳さ
せる動作に対応する。また、交流発振器２６の波形は一
定の周波数としたが、所望の負荷特性に応じて変化させ
ることも考えられる。

［効　果］ 以上の説明から明らかなように、本発明によれば、封圧
手段の１次側を断続して２次側に高圧出力を得る高圧電
源装置において、前記）？圧［没の１次側に２次側高圧
出力の強１■を所定周波数にしたがって変化させるよう
に給電を行なう手段と、２次側高圧出力を定電流制御す
る手段とを設けた構成を採用しているため、低コストで
コンパクトな構成により交流を重畳させたのと回等の出
力波形を有する高圧出力を得ることができる優れた高圧
電源装置を提供することができる。

これを例えば画像形式装置の帯電用電源に応用すること
により帯電ムラを防止し良好な画像を得ることができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の高圧電源の構成を示した回路図、第２図
は第１図の回路における出力を示した波形図、第３図以
下は本発明の一実施例を説明するもので、第３図は本発
明による高圧電源回路の構成を示した回路図、第４図は
第３図における交流発振器の構成を詳細に示した回路図
、第５図は交流発振器の出力を示した波形図、第６図は
第３図におけるＰＷＭの構成を詳細に示した回路図、第
７図は第６図の各接続点の波形を示した波形図、第８図
はＰＷＭの出力を示した波形図、第９図は本発明装置に
おける入出力関係を示した線図、第１Ｏ図は本発明の異
なった実施例を示した回路図、第１１図は第１Ｏ図の実
施例をさらに変形した構成を示す回路図、第１２図は第
１１図中の発振器の構成を示した回路図、第１３図は第
１２図のオペアンプの一入力端子の電圧波形を示した線
図、第１４図は第１１図の実施例をさらに変形した構成
を示す回路図である。 １４・・・昇圧トランス　１５・・・ダイオード１６．
２０・・・コンデンサ １９〜２４・・・抵抗　　２５・・・誤差増幅器２６・
・・交流発振器　　２７・・・ＰＷＭ２８・・・スイッ
チングトランジスタ １１０・・・発振器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 昇圧手段の１次側を断続して２次側に高圧出力を得る高
   圧電源装置において、前記昇圧手段の１次側に２次側高
   圧出力の強度を所定周波数にしたがって変化させるよう
   に給電を行なう手段と、２次側高圧出力を定電流制御す
   る手段とを設けたことを特徴とする高圧電源装置。