JPS61154480A - サイクロコンバ−タの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明に単相又は多相負荷に対して可変周波数の交流′
電流を供給する循環電流式のサイクロコンバータ装置に
関するものである。

［発明の技術的背景とその問題点］ サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を他の異な
る周波数の交流電力に直接変換する装置であるが、その
構成累子たるサイリスタを電源電圧によって転流させる
ため電源から多くの無効電力をとる欠点がある。またそ
の無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変動してお
り、このため。

電源系統設備の容量を増大させるだけでなく、四−系統
に接続されｆＣｔ気機器に種々の悪影響を及ぼしている
。

これに対し、サイクロコンバータの受電端に無効電力補
償装置ｖ設置するなどの対策をほどこしていたが、設備
が大がかりとなり、設置面積の増大を招き、また、高価
なものとならざるを得なかった。

こｔｌに鑑み、特開昭５６−４４３８２　（無効電力補
償形サイクロコンバータ装置）等が提案され、上記問題
点を解決した。すなわち、循環電流式サイク１：Ｉ　’
：１ン／（−夕を用い、当該サイクロコンバータノ受電
端に進相コンデンサを接続し、該進相コンデンサがとる
進み無効電力と、上記サイクロコンバータがとる遅れ無
効電力とがちょうど打ち消し合うように当該サイクロコ
ンバータの循環電流を制御するもので、従来必要とされ
次無効電力補償装置の役目をサイクロコンバータ自身に
持たせている。従って、従来の無効電力補償装置は不要
となり、その分、装置の小形軽量化が図れ、また、コス
トを低減させることができるようになつｆｔ６上記、従
来の無効電力補償形サイクロコンバータ装置では、当該
サイクロコンバータが定格運転を行っているときを基準
にして受電端の進相コンデンサの容量を決定しており、
過負荷運転が予想されるときには、それに見合った容量
の進相コンデンサをあらかじめ用意しておかなければな
らない０ 言いかえると、受電端の入力力率を常に１に制御しよう
とすると、進相コンデンサの容量で、サイクロコンバー
タの出力容量が決定されてしまい。

それ以上の過負荷運転はできないこととなってしまう。

また、過負荷運転を予想して、あらかじめ過大な容量の
進相コンデンサを接続しておくと、定格負荷あるいは軽
負荷時に、サイクロコンノく一夕に流すべき、循環電流
が増大し、変換器や電源トランスの容量の増大を招き、
さらには損失の増加によって効率の悪いシステムとなっ
てしまう０［発明の目的コ 本発明は以上に鑑みてなされたもので、進相コンデンサ
の容量を増加させることなく、安定し九過負荷運転がで
きる循環電流式サイクロコンノく一タの制御方法を提供
することを目的とするＯ［発明の概要］ 本発明は、循環電流式サイクロコンノ（−夕の特長（出
力周波数上限値が高い）！活かしたままで、過負何運転
するもので、定格負荷までは入力力率が１になるように
無効電力制御を行う。従って、進相コンデンサは定格運
転時のサイクロコンバータがとる遅れ無効電力を打ち消
すだけの容ｔを用意すればよい。

過負荷運転時は、受電端の無効電力制御をやめて、サイ
クロコンバータには最小の循環電流が流れ続けるように
制御する。これにより、過負荷運転時でも循環電流がと
ぎれることなく、安定した過負荷運転が可能となる。

［発明の実施例］ 第１図は本発明のサイクロコンバータ装置の一実施例の
構成図である。

図中、　ＢＵ８は３相交流電源の電線路、　ＣＡＰは、
Δ又は入接続され几進相コンデンサ、　ＴＲは電源トラ
ンス、区は循環電流式サイクロコンバータ本体ＬＯＡＤ
は負荷である。

サイクロコンバータ本体咀は正群コンバータｓｓｐ　、
負群コンバータ８８Ｎ　、中間タップ付直流リアクトル
ＬＯ１，ＬＯｊｌから構成されている。

また、制御回路として負荷電流検出器ＣＴＬ、正群コン
バータの出力電流検出器ｃ’ｒ、　、負群コンバータの
出力電流検出器ｃ’ｒＮ、受電端の３相交流電圧を検出
する変成器ＦＴ８，３相交流電流を検出する変流器ｃ’
ｒｓ、無効電力演算回路ＭＡＲ１、比較器Ｃ１゜Ｃ８，
Ｃ８，加算器Ａｌ＋　Ａ１１ｅ　Ａ９　＋制御補償回路
ＨＱ（８）。

Ｇ□（８）、ＧＬ（８）　、リミッタ回路ＬＩＭ　、循
環電流設定器ＶＲｏ、演算増幅器Ｋｌ及び位相制御回路
ＰＨＰ、　ＰＨＮが用意されている。

まず、負荷電流制御の動作を説明する。

負荷電流制御工Ｌ＊と実際に流れる負荷電流工りの検出
値を比較器Ｃ８に入力し、その偏差ε、　＝　ＩＬ＊−
ＩＬを求める。当該偏差Ｃ８を負荷電流制御補償回路Ｇ
Ｌ　（８）に入力し、比例増幅あるいＦｉ積分増幅する
。ここでは簡単のためＧＬ（８）は比例要素（ゲインＫ
Ｌ　）のみとし、説明を続ける。循環電流制御回路ＧＱ
（８）からの出力信号が十分小さいものとし、それを無
視した場合、正群コンバータＳＳＰの位相制御回路ＰＨ
Ｐの入力信号はＹａｐ　＝：　Ｋ１．・εＢとなり、そ
の出力電圧Ｖ、は ｖ、　＝　ｋＶ’Ｖｌｉ　’　ＱｌｉｌＺｐ　”　Ｖ、
ｐとなる。このとき負群コンバータ８ＳＮの位相制御回
路ＰＨＮには、制御補償回路Ｇｘ、（８）の出力信号Ｋ
Ｌ−ｇ　Ｂを反転演算増幅器Ｋｌを介してＶ、Ｎ＝−Ｋ
Ｌ・Ｃ８なる信号が与えられる。故に８８Ｎの出力電圧
ｖＮは ＶＮ　”　−ｋｖ　、Ｖｓ　’　房（ＸＮ　ＱＣ−ＶＭ
Ｎ　＝ＶＰとなる。ただしｓ　ｋＶは変換定数＋　ｖａ
は電源電圧。

αＰ、αＮは点弧位相角である。

すなわち、正群コンバータＳＡＦの出力電圧Ｖ、と負群
コンバータ８８Ｎの出力電圧ＶＮ［負荷端子でつり合っ
た状態で通常の運転が行なわれる。このとき２つのコン
バータの点弧位相角は、αＮ　＝　１８０゜−αＰの関
係が成り立つ。負荷ＬＯＡＤには、２つのコンバータの
出力電圧の平均値ＶＬ　＝　（Ｖｐ　＋ＶＮ　）　／　
２が印加される。

ＬＬ＊＞　ＩＬの場合、偏差ε８は正の値となりｓＶＰ
及びＶＮを図の矢印の方向に増加させる。故に負荷端子
電圧ｖＬが増加し、負荷電流ＩＬを増大させる０′　逆
に、工？＜　ＩＬとなった場合、偏差８８は負の値とな
りｓ　ｖＰ及びＶＮを図の矢印と反対方向に発生させ、
負荷端子電圧■Ｌを負の値にして、ＩＬを減少させる。

故に最終的にはＩＬ＊輯工りとなって落ち着く。

電流指令ＩＬ　　を正弦波状に変化させると、それに応
じて偏差εＢも変化し、負荷に正弦波電流ＩＬが流れる
ように前記点弧位相角αＰ、αＮが制御される。この通
常運転では、正群コンバータＳＳＰの電圧ｖＰと負群コ
ンバータ８８Ｎの電圧ＶＮｄ等しくつり合っているため
、循環電流１ｏげほとんど流れない。

次に循環電流工０の制御動作を説明するＣサイクロコン
バータの循環電流Ｉｏｎ次のようにして検出する。すな
わち、正群コンバータｓｓＰの出力電流ＩＰの検出値と
、負群コンバータＳＳＮの出力電流ＩＮの検出値を和を
とり、それから負荷電流ＩＬの検出値の絶対値を差し引
いて（！／、）倍し７たものが循環電流Ｉｏである。そ
の関係式は次のようになる。

Ｉｏ　＝　（ＩＰ＋ＩＮ−ＩＩＬ＋　）／２このように
して求めた循環電流ＩＯは、その指令値工ｏ＊と比較さ
れる。偏差ε１１　＝　１０＊−ＩＯは次の循環電流制
御補償回路Ｇｏ（８）に入力され、比例増幅あるいに積
分増幅される。ここでは説明の便宜上、　Ｇｏ（８）　
冨ＫＯすなわち、比例要素のみとして取扱う。０ｏ（Ｓ
）の出力信号は加算器Ａｚ、　Ａ８に入力される。

従って１位相制御回路ＰＨＰ及びＰＨＮへの入力電圧Ｖ
　ａ　ｐ及びＶ□は、各々次のようになる。

ｖ１ｒＰ＝　Ｋ１．−ｔＢ　＋　Ｋ□−ｇＢＶｇ、Ｎ：
　−ＫＬ−ｔＢ’　十Ｋｇ・ｔＢ故に、αＮ　’＝　ｉ
８０’　−ａＰの関係にくずれ＊　ＫＯ”２に比例した
分だけ正群コンバータ８ＳＦの出力電圧ＶＰと負群コン
バータＢＳＮの出力電圧Ｖ、とが不平衡になる。その差
電圧ＶＰ−Ｖ、が直流リアクトルＬｏ１．Ｌｏ２に印加
され、循環電流ＩＯが流れるＯＩｏ＊＞　Ｉｏとなった
場合、偏差εＢ＃：を正の値となり、ｖＰを増加させ、
ＶＮを減少させる。故に差電圧Ｖ、　＋　Ｎ’Ｎが正の
値となり、循環電流１ｏを増加させる。逆にＩｏ＜Ｉｏ
となった場合、偏差８ｚは負の値となり、ｖＰを減少さ
せｖＮを増加させる。故に差電圧ＶＰ−ｖＮは負の値と
なり％循環電流制御を減少させる。最終的にはｌｏ＊岬
Ｉｏとなって落ち着く。

このような循環電流制御において、正群及び負群コンバ
ータの出力電圧ｖＰ及びｖＮが変化するが負荷端子電圧
■ＬとしてはｓｖＰとＶＮの平均値であるため負荷電流
制御への影！＃はない。

一方、無効電力制御は次のようにして行なわれるＯ 受電端には、３相電流検出器ＣＴｓ及び３相電圧検出器
ＦＴ、が設置さｆ′Ｌ、無効電力演算回路ＶＡＲによっ
てその無効電力Ｑが演算される。無効電力の指令値Ｑ＊
は通常零に股足さＡ、比較器Ｃ１によって偏差、ｌ＝Ｑ
＊−Ｑが発生させられる。Ｓ動電力制御補償回路ＨＱ（
８）は定常偏食６１を苓にするため、通常積分要素が使
われ、その出力１♂Ｑが加算器Ａｌを介して、前述の循
環電流指令値１ｏ＊となる。

第２図は受電端の電圧電流ベクトル図を示すもので％３
相を源の１相分を表わす。図中、Ｖｓは電源電圧５Ｉｃ
ａｐＦｉ進相コンデンサに流れる進み電流、Ｉｃｃ／ｄ
サイクロコンバータの入力電流で、■８けその有効分、
工ＩＩＢＡＣＴはその無効分を表わす。また、ＩＢ８Ｐ
は正群コンバータの入力電流ｓ　ｌ５ｓｉｌｄ負群コン
バータの入力電流を表わす。コンバータの電流変換定数
をｋｌとした場合、上記入方電流１８８Ｐ及びＩａｓＮ
ｔｒｉ次のように表わせる。

ｌ５８Ｐ　”　ｋｌ’ｌＰ ｌ３８Ｎ　＝　ｋｌ−ＩＨ このベクトル図は、正群コンバータＳ８Ｆから負荷電流
工りを供給しているときの状態を表わすもので、正群コ
ンバータの出力電流Ｉ、はＩｐ　＝ＩＬ　＋ＩＯとなり
、又、負群コンバータの出力電流工Ｎｒｔ工Ｎ＝＝　Ｉ
Ｏとなっている。

サイクロコンバータの入力電流ＩＯＣは１８８１とｌ８
８Ｎのベクトル和で、その有効分工８及び無効分ＩＲＩ
ＡＣＴは各々次のように表わすことができるＯＩ５　＝
　ｌ５６ｐ０ａ！ＩαＰ　＋　Ｉａ８Ｎ’ＱｍｌαＮ＝
ｋｌ（ｌＬ”Ｉｏ）１ｃｍαｐ＋ｋＩＩ□ｃｏｓαＮ岬
ｋｌ　ｌＬ・愼αＰ １１１１ＡＣ’ｒ”　１８８Ｐ　”ｄｉαＰ　＋　ｌ８
ａＮ　’ｄｉαＮ＝　ｋｔ（ＩＬ＋Ｉｏ）　ｄａαｐ＋
ＪＩ□ｓｔｎα、舛　ｋｌ（ＩＩ、＋２　Ｉ□）ｄｎ　
αＰただし、αＮｑ　１８０°−αＰの関係を導入し友
。

すなわち、サイクロコンバータに流れる循環電流Ｉｏ１
ｄ入力側の有効分ｌ５ｉ（：ｉｊ影響せず、無効分Ｉ　
ＲＩＩＡＣＴにだけ影響を与える、当該無効電流ＩＲＩ
ＡＣＴが進相コンデンサの進み電流１ｃｍと常に等しく
なるように、循環電流ＩＱを制御することにより、電源
から供給される電流工８は常に有効分だけとなり基本波
力率が１に保たれるのである。

第１図にもどって、Ｑ”＞Ｑ（遅れを正の値とする）と
なつ几場合、偏差ｇｌ＝Ｑ＊−Ｑは正の値となり、制御
補償回路）１Ｑ（８）を介して、循環電流指令値Ｉｏ＊
を増大させる。故に循環電流の実際値ＩＯ師ＩＱ＊が増
加し、サイクロコンバータの入力電流ＩＣＣの遅れ無効
電流分１１ＭＡＣ’ｒを増加させる。従って、受電端の
遅れ無効電力Ｑが増大し、（→Ｑ９となるように制御さ
れる。逆にＱ＊＜Ｑとなった場合、循環電流工ｏが減少
し、その結果Ｑも減少してやはりＱ　’＝ｙ　Ｑ”とな
って落ち着く。

第３図は、負荷電流ＩＬと循環電流工ｏ及び力率Ｐ、　
Ｆ、の関係を表わしたものである。

負荷電流ＩＬが零の場合、サイクロコンバータＣＣには
循環電流工ｏだけが流れてｓ　”Ｃａｐ　＝　ｌｌ１ｌ
ムＣＴの関係を保つ。故にＩｏは大きな値となる。負荷
電流Ｉ、の値が増加するに伴なって、循環電流ｌｏの値
は減少し、入力力率を１に保ち続ける。負荷電流Ｉ、を
さらに増加させ、定格電流以上にすると、サイクロコン
バータＣＣがとる遅れ無効電力に対し進相コンデンサＣ
ＡＰがとる進み無効電力が不足し、受電端の力率は遅れ
力率となる。故に、無効電力制御の偏差ｔ１＝Ｑ”−Ｑ
は負の値となり、制御補償回路ＨＱ（８）の出力も負の
値になる。しかし７１次のリミッタ回路ＬＩＭによって
ＨＱ（８）の出力が負の場合、ＬＩＭの出カニｏｑを零
にする。

一方、循環電流設定器■Ｒｏによって％】１」の循環電
流指令Δ工ｏ＊を与える。この電流指令Δ工ｏ＊はサイ
クロコンバータＣＣの循環電流がとぎれない程度の値に
設定される。

故、実際には、循環電流指令値として、加算器の出カニ
ｏ＊＝工♂ｑ＋Δ工ｏ　　が与えられ、冥循環電流工ｏ
もそれに従って制御される。

従って、負荷電流ＩＬが増大し、定格値以上になっても
、サイクロコンバータＣＣの循環電流工ｏは、とぎれる
ことなく制御される。

この場合、受電端の力率はｌでなくなり、負荷電流ＩＬ
の増加とともに、遅れ力率となるが、過負荷運転がめつ
几に行なわれないシステムでは問題にはならない。

尚、第１図の装置は単相負荷について説明したが、２相
あるいはそれ以上の多相負荷でも同様にできることは言
うまでもない。

ま友、Δ結線のサイクロコンバータについても同様に適
用可能である。

さらに、多相出力サイクロコンバータの場合。

各相循環電流の配分も可能である。

その他、本発明の要旨を変災しない範囲での応用が可能
であることは言うまでもない。

［発明の効果］ 以上のように、本発明によれば過負荷運転時においても
、循環電流式サイクロコンバータの特長（すなわち、出
力電流歪みが少なく、出力周波数上限値を高くできる）
を維持することができ、安定した運転が可能となる。ま
た、定格負荷運転までは受電端の力率を常に１に保つこ
とができ、しかもサイクロコンバータの受電端に接続さ
れる進。

相コンデンサ容量を格別に増加させることはない。

故に、過負荷運転のための電源トランスや変換器（コン
バータ）の容量増加もわずかで済み、効率の良い運転が
可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のサイクロコンバータ装置の実施例を示
す構成図、第２図は第１図の装置を説明するための電圧
電流ベクトル図、第３図は同じく第１図の装置を説明す
るための負荷を流Ｉ、と循環電流１ｏ及び受電端の力率
との関係図を表わすものである。 ＢＯ２・・・３相交流電源の電線路 ＣＡＰ・・・進相コンデンサ　ＴＲ・・・電源トランス
ＣＣ・・・サイクロコンバータ本体　ＬＯ人Ｄ・・・負
荷ＳＳＰ、　８８Ｎ・・・正群及び負群コンバータＬ０
１　＋　ＬＯＢ・・・直流リアクトルＣＴｓ、　ＣＴＬ
、　ＣＴ、、　ＣＴＮ・・・電流検出器ＰＴ８・・・電
圧検出器　ＶＡＲ・・・無効電力演算回路Ｃ１＋　Ｃ２
＋　ＣＢ・・・比較器　ＡＩｔ　Ａ２＋　Ａ９・・・加
算器ＨＱ（８）・・・無効電力制御補償回路Ｇｏ（８）
・・・循環電流制御補償回路ＧＬ（８）・・・負荷電流
制御補償回路ＬＩＭ・・・リミッタ回路 ＶＲＱ・・・循環電流設定器　　Ｋｌ・・・演算増幅器
ＰＨＰ、　ＰＨＮ・・・位相制御回路 代理人　弁理士　側近　憲　佑（ほか１名）第２図 ｓ 第３図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 単相又は多相負荷に対して可変周波数の交流電流を供給
   する循環電流式のサイクロコンバータにおいて、その受
   電端子に進相コンデンサを接続し、定格負荷までの運転
   では前記サイクロコンバータの遅れ無効電力と前記進相
   コンデンサの進み無効電力とが互いに打ち消し合うよう
   に当該サイクロコンバータの循環電流を制御し、かつ、
   定格負荷をこえる運転では、受電端の力率にかかわりな
   く、前記サイクロコンバータの循環電流がほぼ一定にな
   るように制御することを特徴とするサイクロコンバータ
   の制御方法。