JPH0470870B2

JPH0470870B2 -

Info

Publication number: JPH0470870B2
Application number: JP27367884A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1984-12-27
Filing date: 1984-12-27
Publication date: 1992-11-12
Also published as: JPS61154480A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の技術分野］本発明は単相又は多相負荷に対して可変周波数
の交流電流を供給する循環電流式のサイクロコン
バータ装置に関するものである。

［発明の技術的背景とその問題点］サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電源電
圧によつて転流させるため電源から多くの無効電
力をとる欠点がある。またその無効電力は負荷側
の周波数に同期して常に変動しており、このた
め、電源系統設備の容量を増大させるだけでな
く、同一系統に接続された電気機器に種々の悪影
響を及ぼしている。

これに対し、サイクロコンバータの受電端に無
効電力補償装置を設置するなどの対策をほどこし
ていたが、設備が大がかりとなり、設置面積の増
大を招き、また、高価なものとならざるを得なか
つた。

これに鑑み、特開昭56−44382（無効電力補償形
サイクロコンバータ装置）等が提案され、上記問
題点を解決した。すなわち、循環電流式サイクロ
コンバータを用い、当該サイクロコンバータの受
電端に進相コンデンサを接続し、該進相コンデン
サがとる進み無効電力と、上記サイクロコンバー
タがとる遅れ無効電力とがちようど打ち消し合う
ように当該サイクロコンバータの循環電流を制御
するもので、従来必要とされた無効電力補償装置
の役目をサイクロコンバータ自身に持たせてい
る。従つて、従来の無効電力補償装置は不要とな
り、その分、装置の小形軽量化が図れ、また、コ
ストを低減させることができるようになつた。

上記、従来の無効電力補償形サイクロコンバー
タ装置では、当該サイクロコンバータが定格運転
を行つているときを基準にして受電端の進相コン
デンサの容量を決定しており、過負荷運転が予想
されるときには、それに見合つた容量の進相コン
デンサをあらかじめ用意しておかなければならな
い。

言いかえると、受電端の入力力率を常に１に制
御しようとすると、進相コンデンサの容量で、サ
イクロコンバータの出力容量が決定されてしま
い、それ以上の過負荷運転はできないこととなつ
てしまう。

また、過負荷運転を予想して、あらかじめ過大
な容量の進相コンデンサを接続しておくと、定格
負荷あるいは軽負荷時に、サイクロコンバータに
流すべき、循環電流が増大し、変換器や電源トラ
ンスの容量の増大を招き、さらには損失の増加に
よつて効率の悪いシステムとなつてしまう。

［発明の目的］本発明は以上に鑑みてなされたもので、進相コ
ンデンサの容量を増加させることなく、安定した
過負荷運転ができる循環電流式サイクロコンバー
タの制御方法を提供することを目的とする。

［発明の概要］本発明は、循環電流式サイクロコンバータの特
長（出力周波数上限値が高い）を活かしたまま
で、過負荷運転するもので、定格負荷までは入力
力率が１になるように無効電力制御を行う。従つ
て、進相コンデンサは定格運転時のサイクロコン
バータがとる遅れ無効電力を打ち消すだけの容量
を用意すればよい。

過負荷運転時は、受電端の無効電力制御をやめ
て、サイクロコンバータには最小の循環電流が流
れ続けるように制御する。これにより、過負荷運
転時でも循環電流がとぎれることなく、安定した
過負荷運転が可能となる。

［発明の実施例］第１図は本発明のサイクロコンバータ装置の一
実施例の構成図である。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、CAPは、
△又は接続された進相コンデンサ、TRは電源
トランス、CCは循環電流式サイクロコンバータ
本体LOADは負荷である。

サイクロコンバータ本体CCは正群コンバータ
SSP、負群コンバータSSN、中間タツプ付直流
リアクトルL_O1，L_O2から構成されている。

また、制御回路として負荷電流検出器CT_L、正
群コンバータの出力電流検出器CT_P、負群コンバ
ータの出力電流検出器CT_N、受電端の３相交流電
圧を検出する変成器PT_S、３相交流電流を検出す
る変流器CT_S、無効電力演算回路VAR、比較器
C₁，C₂，C₃、加算器A₁，A₂，A₃、制御補償回路
HQ(S)，G_O(S)，G_L(S)、リミツタ回路LIM、循環電
流設定器VR_O、演算増幅器K₁及び位相制御回路
PHP，PHNが用意されている。

まず、負荷電流制御の動作を説明する。

負荷電流指令I_L ^*と実際に流れる負荷電流L_Lの
検出値を比較器C₃に入力し、その偏差ε₃＝I_L ^*−
L_Lを求める。当該変化ε₃を負荷電流制御補償回路
G_L(S)に入力し、比例増幅あるいは積分増幅する。
ここでは簡単のためG_L(S)は比例要素（ゲインK_L）
のみとし、説明を続ける。循環電流制御回路G_O
(S)からの出力信号が十分小さいものとし、それを
無視した場合、正群コンバータSSPの位相制御回
路PHPの入力信号はv〓_P＝K_L・ε₃となり、その出
力電V_Pは V_P＝k_V・V_S・cosα_P∝v〓_P となる。このとき負群コンバータSSNの位相制
御回路PHNには、制御補償回路G_L(S)の出力信号
K_L・ε₃を反転演算増幅器K₁を介してv〓_N＝−K_L・
ε₃なる信号が与えられる。故にSSNの出力電圧
V_Nは V_N＝−k_V・V_S・cosα_N∝−v_aN＝V_P となる。ただし、k_Vは変換定数、V_Sは電源電圧、
α_P、α_Nは点弧位相角である。

すなわち、正群コンバータSSPの出力電圧V_P
と負群コンバータSSNの出力電圧V_Nは負荷端子
でつり合つた状態で通常の運転が行なわれる。こ
のとき２つのコンバータの点弧位相角は、α_N＝
180°−α_Pの関係が成り立つ。負荷LOADには、２
つのコンバータの出力電圧の平均値V_L＝（V_P＋
V_N）／２が印加される。

I_L ^*＞I_Lの場合、変化ε₃は正の値となり、V_P及
びV_Nを図の矢印の方向に増加させる。故に負荷
端子電圧V_Lが増加し、負荷電流I_Lを増大させる。
逆に、I_L ^*＜I_Lとなつた場合、変化ε₃は負の値とな
り、V_P及びV_Nを図の矢印と反対方向に発生させ、
負荷端子電圧V_Lを負の値にして、I_Lを減少させ
る。故に最終的にはI_L ^*≒I_Lとなつて落ち着く。

電流指令I_L ^*を正弦波状に変化させると、それ
に応じて偏差ε₃も変化し、負荷に正弦電流I_Lが流
れるように前記点弧位相角α_P、α_Nが制御される。
この通常運転は、正群コンバータSSPの電圧V_P
と負群コンバータSSNの電圧V_Nは等しくつり合
つているため、循環電流I_Oはほとんど流れない。

次に循環電流I_Oの制御動作を説明する。

サイクロコンバータの循環電流I_Oは次のように
して検出する。すなわち、正群コンバータSSPの
出力電流I_Pの検出値と、負群コンバータSSNの出
力電流I_Nの検出値を和をとり、それから負荷電流
I_Lの検出値の絶対値を差し引いて（1/2）倍した
ものが循環電流I_Oである。その関係式は次のよう
になる。

I_O＝（I_P＋I_N−｜I_L｜）／２このようにして求めた循環電流I_Oは、その指令
値I_O ^*と比較される。偏差ε₂＝I_O ^*−I_Oは次の循環
電流制御補償回路G_O(S)に入力され、比較増幅あ
るいは積分増幅される。ここでは説明の便宜上、
G_O(S)＝K_Oすなわち、比較要素のみとして取扱う。
G_O(S)の出力信号は加算器A₂，A₃に入力される。

従つて、位相制御回路PHP及びPHNへの入力
電圧v〓_P及びv〓_Nは、各々次のようになる。

v〓_P＝K_L・ε₃＋K_O・ε₂ v〓_N＝−K_L・ε₃＋K_O・ε₂ 故に、α_N≒180°−α_Pの関係はくずれ、K_O・ε₂に
比例した分だけ正群コンバータSSPの出力電圧
V_Pと負群コンバータSSNの出力電圧V_Nとが不平
衡になる。その差電圧V_P−V_Nが直流リアクトル
L_O1，L_O2に印加され、循環電流I_Oが流れる。

I_O ^*＞I_Oとなつた場合、偏差ε₂は正の値となり、
V_Pを増加させ、V_Nを減少させる。故に差電圧V_P
−V_Nが正の値となり、循環電流I_Oを増加させる。
逆にI_O ^*＜I_Oとなつた場合、偏差ε₂は負の値とな
り、V_Pを減少させV_Nを増加させる。故に差電圧
V_P−V_Nは負の値となり、循環電流I_Oを減少させ
る。最終的にはI_O ^*≒I_Oとなつて落ち着く。

このような循環電流制御において、正群及び負
群コンバータの出力電圧V_P及びV_Nが変化するが
負荷端子電圧V_Lとしては、V_PとV_Nの平均値であ
るため負荷電流制御への影響はない。

一方、無効電力制御は次のようにして行なわれ
る。

受電端には、３相電流検出器CT_S及び３相電圧
検出器PT_Sが設置され、無効電力演算回路VAR
によつてその無効電力Ｑが演算される。無効電力
の指令値Q^*は通常零に設定され、比較器C₁によ
つて偏差ε₁＝Q^*−Ｑが発生させられる。無効電
力制御補償回路H_Q(S)は定常偏査ε₁を零にするた
め、通常積分要素が使われ、その出力I^* _OQが加算
器A₁を介して、前述の循環電流指令値I_O ^*となる。

第２図は受電端の電圧電流ベクトル図を示すも
ので、３相電源の１相分を表わす。図中、V_Sは
電源電圧、I_capは進相コンデンサに流れる進み電
流、I_CCはサイクロンコンバータの入力電流で、I_S
はその有効成分、I_REACTはその無効分を表わす。
また、I_SSPは正群コンバータの入力電流、I_SSNは負
群コンバータの入力電流を表わす。コンバータの
電流変換定数をk₁とした場合、上記入力電流I_SSP
及びI_SSNは次のように表わせる。

I_SSP＝k₁・I_P I_SSN＝k₁・I_N このベクトル図は、正群コンバータSSPから負
荷電流I_Lを供給しているときの状態を表わすもの
で、正群コンバータの出力電流I_PはI_P＝I_L＋I_Oと
なり、又、負群コンバータの出力電流I_NはI_N＝I_O
となつている。

サイクロコンバータの入力電流I_CCはI_SSPとI_SSNの
ベクトル和で、その有効分I_S及び無効分I_REACTは
各々次のように、表わすことができる。

I_S＝I_SSP・cosα_P＋I_SSN・cosα_N ＝k₁（I_L＋I_O）・cosα_P＋k₁I_Ocosα_N ≒k₁I_L・cosα_P I_REACT＝I_SSP・sinα_P＋I_SSN・sinα_N ＝k₁（I_L＋I_O）sinα_P＋k₁I_Osinα_N ≒k₁（I_L＋2I_O）sinα_P ただし、α_N≒180°−α_Pの関係を導入した。すな
わち、サイクロコンバータに流れる循環電流I_Oは
入力側の有効分I_Sには影響ぜす、無効分I_REACTに
だけ影響を与える。当該無効電流I_REACTが進相コ
ンデンサの進み電流I_capと常に等しくなるように、
循環電流I_Oを制御することにより、電源から供給
される電流I_Sは常に有効分だけとなり基本波力率
が１に保たれるのである。

第１図にもどつて、Q^*＞Ｑ（遅れを正の値とす
る）となつた場合、偏差ε₁＝Q^*−Ｑは正の値と
なり、制御補償回路H_Q(S)を介して、循環電流指
令値I_O ^*を増大させる。故に循環電流の実際値I_O
≒I_O ^*が増加し、サイクロコンバータの入力電流
I_CCの遅れ無効電流分I_REACTを増加させる。従つて、
受電端の遅れ無効電力Ｑが増大し、Ｑ≒Q^*とな
るように制御される。逆にQ^*＜Ｑとなつた場合、
循環電流I_Oが減少し、その結果Ｑも減少してやは
りＱ≒Q^*となつて落ち着く。

第３図は、負荷電流I_Lと循環電流I_O及び力率P.
F.の関係を表わしたものである。

負荷電流I_Lが零の場合、サイクロコンバータ
CCには循環電流I_Oだけが流れて、I_cap＝I_REACTの関
係を保つ。故にI_Oは大きな値となる。負荷電流I_L
の値が増加するに伴なつて、循環電流I_Oの値は減
少し、入力力率を１に保ち続ける。負荷電流I_Lを
さらに増加させ、定格電流以上にすると、サイク
ロコンバータCCがとる遅れ無効電力に対し進相
コンデンサCAPがとる進み無効電力が不足し、
受電端の力率は遅れ力率となる。故に、無効電力
制御の偏差ε₁＝Q^*−Ｑは負の値となり、制御補
償回路H_Q(S)の出力も負の値になる。しかし、次
のリミツタ回路LIMによつてH_O(S)の出力が負の
場合、LIMの出力I^* _OQを零にする。

一方、循環電流設定器VR_Oによつて、別の循環
電流指令△I_O ^*を与える。この電流指令△I_O ^*はサ
イクロコンバータCCの循環電流がとぎれない程
度の値に設定される。

故に、実際には、循環電流指令値として、加算
器の出力I_O ^*＝I^* _OQ＋△I_O ^*が与えられ、実循環電流
I_Oもそれに従つて制御される。

従つて、負荷電流I_Lが増大し、定格値以上とな
つても、サイクロコンバータCCの循環電流I_Oは、
とぎれることなく制御される。

この場合、受電端の力率は１でなくなり、負荷
電流I_Lの増加とともに、遅れ力率となるが、過負
荷運転がめつたに行なわれないシステムでは問題
にはならない。

尚、第１図の装置は単相負荷について説明した
が、２相あるいはそれ以上の多相負荷でも同様に
できることは言うもでもない。

また、△結線のサイクロコンバータについても
同様に適用可能である。

さらに、多相出力サイクロコンバータの場合、
各相循環電流の配分も可能である。

その他、本発明の要旨を変更しない範囲での応
用が可能であることは言うまでもない。

［発明の効果］以上のように、本発明によれば過負荷運転時に
おいても、循環電流式サイクロコンバータの特長
（すなわち、出力電流歪みが少なく、出力周波数
上限値を高くできる）を維持することができ、安
定した運転が可能となる。また、定格負荷運転ま
では受電端の力率を常に１に保つことができ、し
かもサイクロコンバータの受電端に接続される進
相コンデンサ容量を格別に増加させることはな
い。故に、過負荷運転のための電源トランスや変
換器（コンバータ）の容量増加もわずかで済み、
効率の良い運転が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のサイクロコンバータ装置の実
施例を示す構成図、第２図は第１図の装置を説明
するための電圧電流ベクトル図、第３図は同じく
第１図の装置を説明するための負荷電流I_Lと循環
電流I_O及び受電端の力率との関係図を表わすもの
である。 BUS……３相交流電源の電線路、CAP……進
相コンデンサ、TR……電源トランス、CC……サ
イクロコンバータ本体、LOAD……負荷、SSP，
SSN……正群及び負群コンバータ、L_O1，L_O2……
直流リアクトル、CT_S，CT_L，CT_P，CT_N……電
流検出器、PT_S……電圧検出器、VAR……無効
電力演算回路、C₁，C₂，C₃……比較器、A₁，
A₂，A₃……加算器、H_Q(S)……無効電力制御補償
回路、G_O(S)……循環電流制御補償回路、G_L(S)…
…負荷電流制御補償回路、LIM……リミツタ回
路、VR_O……循環電流設定器、K₁……演算増幅
器、PHP，PHN……位相制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１単相又は多相負荷に対して可変周波数の交流
電流を供給する循環電流式のサイクロコンバータ
において、その受電端子に進相コンデンサを接続
し、定格負荷までの運転では前記サイクロコンバ
ータの遅れ無効電力と前記進相コンデンサの進み
無効電力とが互いに打ち消し合うように当該サイ
クロコンバータの循環電流を制御し、かつ、定格
負荷をこえる運転では、受電端の力率にかかわり
なく、前記サイクロコンバータの循環電流がほぼ
一定になるように制御することを特徴とするサイ
クロコンバータの制御方法。