JPS6115576A - 速度サ−ボ回路 - Google Patents
速度サ−ボ回路Info
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- JPS6115576A JPS6115576A JP59134892A JP13489284A JPS6115576A JP S6115576 A JPS6115576 A JP S6115576A JP 59134892 A JP59134892 A JP 59134892A JP 13489284 A JP13489284 A JP 13489284A JP S6115576 A JPS6115576 A JP S6115576A
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- signal
- speed
- speed deviation
- rotation
- motor
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rotational Drive Of Disk (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
この−発明はフロッピーディスクを駆動するモータ等に
通用して好適なモータの速度サーボ回路。
通用して好適なモータの速度サーボ回路。
特に定常偏差の住しない速度サーボ回路に関する。
背景技術とその問題点
モータの回転速度を基準の回転速度に制御するために使
用される速度サーボ回路は一般に第２図に示すように構
成される。
用される速度サーボ回路は一般に第２図に示すように構
成される。
制御対象たるモータ（１）にはモータ（１１の回転速度
に比例した回転信号Ｓ、を得る周波数発電機（ＦＣ）等
の回転信号発生手段（２）が設けられ、この回転信号Ｓ
Ｎと端子（３）に供給された基準信号５ＲＥＦとが速度
偏差形成手段（４）に供給されて、基準信号５ＲＩｌ：
Ｐに対するモータ回転速度の偏差量（ＰＷＭ信号）が求
められ、この速度偏差信号Δ■がローパスフィルタ（５
）にて直流制御電圧ｖｃ’ｒｔ−に変換され、変換され
たこの直流制御電圧ｖｃｔｔ、がモータドライバー（６
）に供給されることによって、モータ（ｌｌは基準信号
５ＲＥＦに対応した回転速度にコントロールされる。
に比例した回転信号Ｓ、を得る周波数発電機（ＦＣ）等
の回転信号発生手段（２）が設けられ、この回転信号Ｓ
Ｎと端子（３）に供給された基準信号５ＲＥＦとが速度
偏差形成手段（４）に供給されて、基準信号５ＲＩｌ：
Ｐに対するモータ回転速度の偏差量（ＰＷＭ信号）が求
められ、この速度偏差信号Δ■がローパスフィルタ（５
）にて直流制御電圧ｖｃ’ｒｔ−に変換され、変換され
たこの直流制御電圧ｖｃｔｔ、がモータドライバー（６
）に供給されることによって、モータ（ｌｌは基準信号
５ＲＥＦに対応した回転速度にコントロールされる。
さて、このような速度サーボ回路ａ〔では、周知のよう
にモータ（１）を基準信号５ＲＩＰと完全に対応した回
転速度にはコン上ロールすることができず、必ず定常偏
差が発生ずる。
にモータ（１）を基準信号５ＲＩＰと完全に対応した回
転速度にはコン上ロールすることができず、必ず定常偏
差が発生ずる。
すなわち、第２図に示す速度サーボ回路００）のよちな
フィードバック制御系は、第３図に不ずような制御ブロ
ックとして表わすことができる。同図で、ωはフィード
バック制御後のモータ（１１の回転周波数、ωｒｅｆは
基準周波数であって、モータ（１１及びモータドライバ
ー（６）は−次遅れ要素として表わされるから、ωとω
ｒｅｆとの関係は、となり、ラプラス変換の公式から、
ｌ−１−００でのωの値は、 ＩＡ −□・ωｔｅｆ ・・・・ （２）１＋
ＫｚＡ となる。従って、目標の回転周波数ω＋ｅｆに対する実
際のモータ回転数ωは、 ・・・・ （３） だけの偏差Δωが発生する。この偏差Δωは定常偏差で
あって、モータ（１）は目標の回転速度よりも必ず若干
遅い回転速度で安定状態となる。従って、従来ではこの
定常偏差Δωを考慮して目標の回転周波数ωｒｅｔを若
干大きな値に選定している。
フィードバック制御系は、第３図に不ずような制御ブロ
ックとして表わすことができる。同図で、ωはフィード
バック制御後のモータ（１１の回転周波数、ωｒｅｆは
基準周波数であって、モータ（１１及びモータドライバ
ー（６）は−次遅れ要素として表わされるから、ωとω
ｒｅｆとの関係は、となり、ラプラス変換の公式から、
ｌ−１−００でのωの値は、 ＩＡ −□・ωｔｅｆ ・・・・ （２）１＋
ＫｚＡ となる。従って、目標の回転周波数ω＋ｅｆに対する実
際のモータ回転数ωは、 ・・・・ （３） だけの偏差Δωが発生する。この偏差Δωは定常偏差で
あって、モータ（１）は目標の回転速度よりも必ず若干
遅い回転速度で安定状態となる。従って、従来ではこの
定常偏差Δωを考慮して目標の回転周波数ωｒｅｔを若
干大きな値に選定している。
しかし、第２図に示すフィードパンク制御系でこの定常
偏差Δωをなくすことができれば、目標の回転周波数ω
ｒａｔを変更しないでも済むから、より正確に目標とな
る回転周波数ωｔｅｆを設定できる。
偏差Δωをなくすことができれば、目標の回転周波数ω
ｒａｔを変更しないでも済むから、より正確に目標とな
る回転周波数ωｔｅｆを設定できる。
発明の目的
そこで、この発明では定常偏差が発生しない速度サーボ
回路を提案するものである。
回路を提案するものである。
発明のｍ要
そのため、この発明では上述のようなフィードバンク制
御系を採るものにおいて、制御すべきモータの回転速度
に比例した回転信号と基準信号からモータの速度偏差に
対応した第１の速度偏差信号を形成する第１の信号形成
手段と、この第１の速度偏差信号、若しくはこの第１の
速度偏差信号に対応した信号と基準クロックから上記回
転信号の回転周期ごとに、上記速度偏差の極性に対応し
た極性と、速度偏差量に対応したパルス幅を有する第２
の速度偏差信号を得る第２の信号形成手段と、この第２
の速度偏差信号のパルス幅とその極性に対応したモータ
コントロール電比を得るｆＩ４Ｊ３の信号形成手段とで
速度サーボ回路を構成したものである。
御系を採るものにおいて、制御すべきモータの回転速度
に比例した回転信号と基準信号からモータの速度偏差に
対応した第１の速度偏差信号を形成する第１の信号形成
手段と、この第１の速度偏差信号、若しくはこの第１の
速度偏差信号に対応した信号と基準クロックから上記回
転信号の回転周期ごとに、上記速度偏差の極性に対応し
た極性と、速度偏差量に対応したパルス幅を有する第２
の速度偏差信号を得る第２の信号形成手段と、この第２
の速度偏差信号のパルス幅とその極性に対応したモータ
コントロール電比を得るｆＩ４Ｊ３の信号形成手段とで
速度サーボ回路を構成したものである。
実施例
続いて、この発明に係るモータの速度サーボ回路につい
て第１図及び第４図以−トを参照して詳細に説明する。
て第１図及び第４図以−トを参照して詳細に説明する。
第１図はこの発明に係るモータの速度サーボ回路（至）
の−例を示すもので、回転信号先住手段（２）より得ら
れた回転信号Ｓｔ１と端子（３）に（ｊｌｉ給された基
準信号５ＲＥＦが第１の信号形成手段（］１）に供給さ
れζ、基準周波数ωｒｅｔに対するモータ（１１の回転
速度偏差に対応したパルス幅を有する第１の速度偏差信
号Ｓ１が形成される。この第１の速度偏差信号Ｓ１は基
準信号５ＲＥＦが速度偏差に応じてパルス幅変調された
パルス信号であって１、第２図に示す速度偏差信号Δ■
に対応する。
の−例を示すもので、回転信号先住手段（２）より得ら
れた回転信号Ｓｔ１と端子（３）に（ｊｌｉ給された基
準信号５ＲＥＦが第１の信号形成手段（］１）に供給さ
れζ、基準周波数ωｒｅｔに対するモータ（１１の回転
速度偏差に対応したパルス幅を有する第１の速度偏差信
号Ｓ１が形成される。この第１の速度偏差信号Ｓ１は基
準信号５ＲＥＦが速度偏差に応じてパルス幅変調された
パルス信号であって１、第２図に示す速度偏差信号Δ■
に対応する。
第１の速度偏差信号Ｓ１は端子（１２）に加えられた基
準クロックＣＫａと共に、第２の信号形成手段（１３）
に供給されて、回転信号ｓＭの回転周期ごとに、速度偏
差の極性に対応した極性と速度偏差量に対応したパルス
幅を有する第２の速度偏差信号Ｓ２が形成される。
準クロックＣＫａと共に、第２の信号形成手段（１３）
に供給されて、回転信号ｓＭの回転周期ごとに、速度偏
差の極性に対応した極性と速度偏差量に対応したパルス
幅を有する第２の速度偏差信号Ｓ２が形成される。
基準クロックＣＫａは後述するように、モータ（１１が
基準回転速度に達したときに得られる回転信・号ＳＭの
周波数よりも高い周波数に選定され、また速度偏差の極
性とは、この例では基準回転速度よりも速いときを正極
性とし、遅いときを負極性とする。このため、基準回転
速度よりも速いとき、第２の速度偏差信号Ｓ２はその速
度偏差量に応じたパルス幅を有する正極性のパルス信号
が得られ、これとは逆に基準回転速度よりも遅いときに
は、その速度偏差量に応じたパルス幅を有する負極性の
第２の速度偏差信号Ｓ２が得られる。また、この正又は
負極性のパルスは回転信号ｓｒ１の回転周期ごとに得ら
れる。
基準回転速度に達したときに得られる回転信・号ＳＭの
周波数よりも高い周波数に選定され、また速度偏差の極
性とは、この例では基準回転速度よりも速いときを正極
性とし、遅いときを負極性とする。このため、基準回転
速度よりも速いとき、第２の速度偏差信号Ｓ２はその速
度偏差量に応じたパルス幅を有する正極性のパルス信号
が得られ、これとは逆に基準回転速度よりも遅いときに
は、その速度偏差量に応じたパルス幅を有する負極性の
第２の速度偏差信号Ｓ２が得られる。また、この正又は
負極性のパルスは回転信号ｓｒ１の回転周期ごとに得ら
れる。
第２の速度偏差信号Ｓ２はさらに第３のイ１１号形成手
段（１４）に供給されて第２の速度偏差イ＾号Ｓ？のパ
ルス幅と極性に対応してモータごｌンｌ−ＩＪ−ルＮ圧
ＶｃＴＬ （ＤＣ電圧）のＤＣレヘルがコントロールさ
れる。すなわち、第２の速度偏差１１１号Ｓ２が正極性
のパルス信号である場合にはモータニ）ントロール電圧
ＶＣＴＬのＤＣレヘルが基準値よりも低くなるようにコ
ントロールされ、逆の場合には基準値よりも高くなるよ
うにコン１−ロールされる。
段（１４）に供給されて第２の速度偏差イ＾号Ｓ？のパ
ルス幅と極性に対応してモータごｌンｌ−ＩＪ−ルＮ圧
ＶｃＴＬ （ＤＣ電圧）のＤＣレヘルがコントロールさ
れる。すなわち、第２の速度偏差１１１号Ｓ２が正極性
のパルス信号である場合にはモータニ）ントロール電圧
ＶＣＴＬのＤＣレヘルが基準値よりも低くなるようにコ
ントロールされ、逆の場合には基準値よりも高くなるよ
うにコン１−ロールされる。
従って、モータコントロール電圧７０丁りによってモー
タドライバー（６）が駆動されてモータ（］）が基準回
転速度にコントロールされる。
タドライバー（６）が駆動されてモータ（］）が基準回
転速度にコントロールされる。
さて、第２の速度偏差信号Ｓ２によっ°（ごｔントロー
ル電圧ｖｃＴｔ、のＤＣレベルは増減するものＣあるか
ら、第２及び第３の信号形成生１文（Ｉｉ） 。
ル電圧ｖｃＴｔ、のＤＣレベルは増減するものＣあるか
ら、第２及び第３の信号形成生１文（Ｉｉ） 。
（１３）は一種の積分回路とみなすことができる。
そのため、第１図のフィードバック制御系は第４図に不
ずように積分要素に２／Ｓを含んだブロックとして表わ
すことができ、ωとω「ｅｔとの関係は、Ｉ’ｓ ”
十Ｓ 十に２ Ａ となり、このときｔ−■でのωの値は、−ωｒｅｆ
・・・・ （５）となり、偏差
Δωは、 Δω＝ωｒｅｆ−ωｒｅｆ＝ｏ ・・・＋
（６１となって、定常偏差Δωば零になる。
ずように積分要素に２／Ｓを含んだブロックとして表わ
すことができ、ωとω「ｅｔとの関係は、Ｉ’ｓ ”
十Ｓ 十に２ Ａ となり、このときｔ−■でのωの値は、−ωｒｅｆ
・・・・ （５）となり、偏差
Δωは、 Δω＝ωｒｅｆ−ωｒｅｆ＝ｏ ・・・＋
（６１となって、定常偏差Δωば零になる。
このため、第１図に不ず速度ザーボ回路αωでは基準信
号５ＲＩｆＰに完全に比例した基準回転速度にモータ（
１）をコントロールすることができる。
号５ＲＩｆＰに完全に比例した基準回転速度にモータ（
１）をコントロールすることができる。
第５図は第２図に示す従来の速度ザーボ回路００）にこ
の発明を応用した場合であって、この場合には第１の速
度偏差信号Ｓ１が第２図の速度偏差信号ΔＶになること
から、第３の信号形成手段（４）の出力であるコントロ
ール電圧（Ｖ３とする）とローパスフィルタ（５）で平
滑されたコントロール電圧（Ｖｌとする）が混合回路（
１５）で重畳され、重畳されたこのコントロール電圧Ｖ
ｃＴＬがモータドライバー（６）に供給される。
の発明を応用した場合であって、この場合には第１の速
度偏差信号Ｓ１が第２図の速度偏差信号ΔＶになること
から、第３の信号形成手段（４）の出力であるコントロ
ール電圧（Ｖ３とする）とローパスフィルタ（５）で平
滑されたコントロール電圧（Ｖｌとする）が混合回路（
１５）で重畳され、重畳されたこのコントロール電圧Ｖ
ｃＴＬがモータドライバー（６）に供給される。
第５図に示すフィードハ・７り制御系は第６図に’にノ
示すように、積分要素が、Ｋ１十−一に変るだけである
から、このときのωとωｒｅｆとの関係は、・・・・
（７） 従って、ｔ−＋■のときのωの値は、 −ωＴｅｔ ・・・・ （
８）となり、この場合も、定常偏差Δωを零にすること
ができる。
から、このときのωとωｒｅｆとの関係は、・・・・
（７） 従って、ｔ−＋■のときのωの値は、 −ωＴｅｔ ・・・・ （
８）となり、この場合も、定常偏差Δωを零にすること
ができる。
ところで、（８）式において右辺の分母を零にしたとき
の実根が大きいときは振動振幅が小さくなるので、基準
回転速度に至るまでの整定時間が石綿され、また外乱に
対しても強くなる。
の実根が大きいときは振動振幅が小さくなるので、基準
回転速度に至るまでの整定時間が石綿され、また外乱に
対しても強くなる。
続いて、この発明の詳細な説明する。第７図は第５図に
対応する実施例であって、その要部のみ示す。
対応する実施例であって、その要部のみ示す。
この実施例は第１及び第２の速度偏差信号Ｓ＋。
Ｓ２をデジタル的に形成するようにした場合であって、
第１の信号形成手段（１１）は計測カウンタ（２１）
、バイアスデータ用メモリ （又はレジスタ）（２２）
及びデータカウンタ（２３）を有し、計測カウンタ（２
１）には回転信号Ｓ門に同期してバイアスデータ（初期
データ）がロードされ、データカウンタ（２３）にはや
はりこの回転信号Ｓ門に同期して計測カウンタ（２１）
の計測データがロードされる。
第１の信号形成手段（１１）は計測カウンタ（２１）
、バイアスデータ用メモリ （又はレジスタ）（２２）
及びデータカウンタ（２３）を有し、計測カウンタ（２
１）には回転信号Ｓ門に同期してバイアスデータ（初期
データ）がロードされ、データカウンタ（２３）にはや
はりこの回転信号Ｓ門に同期して計測カウンタ（２１）
の計測データがロードされる。
そのため、回転信号ＳＭ （第８図Ａ）は第１のモノ
マルチ（２５）に供給されて、その立下りに同期した第
１のマルチ出力Ｍ１ （同図Ｂ）が形成されると共に、
この第１のマルチ出力Ｍ１がさらに第２のモノマルチ（
２６）に供給されてその立上りに同期した第２のマルチ
出力Ｍ２（同図Ｃ）が形成される。第２のマルチ出力Ｍ
２ばＮビットの計測カウンタ（２１）に対するロードパ
ルスとして使用され、第２のマルチ出力Ｍ２のローレベ
ルの期間にバイアスデータがロードされる。バイアスデ
ータは計測カウンタ（２１）が一度キャリーを出してか
ら２Ｎ−１の値となる時点が目標の回転数となるような
所定の値２’ （Ｍ＜Ｎ）に設定される。
マルチ（２５）に供給されて、その立下りに同期した第
１のマルチ出力Ｍ１ （同図Ｂ）が形成されると共に、
この第１のマルチ出力Ｍ１がさらに第２のモノマルチ（
２６）に供給されてその立上りに同期した第２のマルチ
出力Ｍ２（同図Ｃ）が形成される。第２のマルチ出力Ｍ
２ばＮビットの計測カウンタ（２１）に対するロードパ
ルスとして使用され、第２のマルチ出力Ｍ２のローレベ
ルの期間にバイアスデータがロードされる。バイアスデ
ータは計測カウンタ（２１）が一度キャリーを出してか
ら２Ｎ−１の値となる時点が目標の回転数となるような
所定の値２’ （Ｍ＜Ｎ）に設定される。
第１のマルチ出力Ｍ１は計測力ヮンタ（２１）に対する
クロックＣＫｂをゲートするゲートパルスとして使用さ
れ、そのためこのクロックＣＫｂと第１のマルチ出力Ｍ
１がアンドゲート（２７）に供給される。計測カウンタ
（２１）の動作をアリへログ的に図示すれば第８図りの
ようになり、第２のマルチ出力Ｍ２でロードされたバイ
アスデータばこの第２のマルチ出力Ｍ２がハイレベルに
なった時からカウントアンプ動作が開始し、回転信号Ｓ
Ｌ１の１回転周期内で計測カウンタ（２１）がフルカウ
ントになった後再びカウントアツプ動作が継続し、次に
得られる第１のマルチ出力Ｍ１の時点で計測カウンタ（
２１）の計測データがラッチされる。う、２チ回路（２
８）にラッチされる計測データをアナＩｌｌグ的に図示
すると、第８図Ｅのようになる。
クロックＣＫｂをゲートするゲートパルスとして使用さ
れ、そのためこのクロックＣＫｂと第１のマルチ出力Ｍ
１がアンドゲート（２７）に供給される。計測カウンタ
（２１）の動作をアリへログ的に図示すれば第８図りの
ようになり、第２のマルチ出力Ｍ２でロードされたバイ
アスデータばこの第２のマルチ出力Ｍ２がハイレベルに
なった時からカウントアンプ動作が開始し、回転信号Ｓ
Ｌ１の１回転周期内で計測カウンタ（２１）がフルカウ
ントになった後再びカウントアツプ動作が継続し、次に
得られる第１のマルチ出力Ｍ１の時点で計測カウンタ（
２１）の計測データがラッチされる。う、２チ回路（２
８）にラッチされる計測データをアナＩｌｌグ的に図示
すると、第８図Ｅのようになる。
第１のマルチ出力Ｍ１が得られる時点での計測データは
回転信号Ｓｉの周期、すなわちモータｉｌ＋の回転数の
速さに応じて変化する。モータ回転数が速いときはそれ
だけ１回転周期が短かくなるので、ラッチされる計測デ
ータは小さく、これとは逆にモータ回転数が遅いどきは
それだけ１回転周期が長くなるのでこのときの計測デー
タは大きくなる。
回転信号Ｓｉの周期、すなわちモータｉｌ＋の回転数の
速さに応じて変化する。モータ回転数が速いときはそれ
だけ１回転周期が短かくなるので、ラッチされる計測デ
ータは小さく、これとは逆にモータ回転数が遅いどきは
それだけ１回転周期が長くなるのでこのときの計測デー
タは大きくなる。
ラッチされた計測データはＮビットのデータカウンタ（
２３）にロードされる。そのため、データカウンタ（２
３）には端子（３２）に得られるクロック ＣＫａ’
（ＣＫａと同一でも相違してもよい）が供給されると
共に、分周器（３３）に供給されて、これが１／２Ｎに
分周されて第９図Ｂに示す基準クロックＣＫａが形成さ
れ、この基準クロックＣＫａの立）リタイミングに同期
してラッチされた計測データがロードされる。
２３）にロードされる。そのため、データカウンタ（２
３）には端子（３２）に得られるクロック ＣＫａ’
（ＣＫａと同一でも相違してもよい）が供給されると
共に、分周器（３３）に供給されて、これが１／２Ｎに
分周されて第９図Ｂに示す基準クロックＣＫａが形成さ
れ、この基準クロックＣＫａの立）リタイミングに同期
してラッチされた計測データがロードされる。
データロード後はクロックＣＫａ’によってロードされ
た計測データがカウントアツプされ、カウントアツプさ
れたカウントデータのうちＭＳＢビットを示すＭＳＢパ
ルＸＰＭ （第９図Ａ）とクロックＣＫａがパルス形
成手段（３０）に供給されて、第１の速度偏差信号Ｓ１
が形成される。
た計測データがカウントアツプされ、カウントアツプさ
れたカウントデータのうちＭＳＢビットを示すＭＳＢパ
ルＸＰＭ （第９図Ａ）とクロックＣＫａがパルス形
成手段（３０）に供給されて、第１の速度偏差信号Ｓ１
が形成される。
ＭＳＢパルスＰｔ１はデータカウンタ（２３）のカウン
トデータが、０〜２Ｎ−１の間は“０”で、２旧１〜２
Ｎ−１の間は” ｉ ”となるデユーチー５０％のパル
スであって、しかもデータカウンタ（２３）と分周器（
３３）とは同一のクロック ＣＫａ’で駆動されるもの
であるから、１ ／ ２ ”に分周された基準クロック
ＣＫａとＭＳＢパルスＰ １１とはそノハルス周期が一
致する。
トデータが、０〜２Ｎ−１の間は“０”で、２旧１〜２
Ｎ−１の間は” ｉ ”となるデユーチー５０％のパル
スであって、しかもデータカウンタ（２３）と分周器（
３３）とは同一のクロック ＣＫａ’で駆動されるもの
であるから、１ ／ ２ ”に分周された基準クロック
ＣＫａとＭＳＢパルスＰ １１とはそノハルス周期が一
致する。
ただし、基準クロックＣＫａに対するＭ Ｓ Ｂパルス
Ｐｒ１の位相はデータカウンタ（２３）に１＝２−ドさ
れる計測データの大小によって相違°Ｊる。ずなわち、
モータ（１１の回転数が速いときは第１のマルチ出力Ｍ
１によってランチされる計測データは２Ｎ−１以ドの値
であるから、そのときのＭ Ｓ Ｂパルスル ｈは“０
”であり、データカウンタ（２３）にロードされる計測
データが２Ｎ−１になるまでは０″のままである（第９
図Ａ、Ｂ参照）。
Ｐｒ１の位相はデータカウンタ（２３）に１＝２−ドさ
れる計測データの大小によって相違°Ｊる。ずなわち、
モータ（１１の回転数が速いときは第１のマルチ出力Ｍ
１によってランチされる計測データは２Ｎ−１以ドの値
であるから、そのときのＭ Ｓ Ｂパルスル ｈは“０
”であり、データカウンタ（２３）にロードされる計測
データが２Ｎ−１になるまでは０″のままである（第９
図Ａ、Ｂ参照）。
なお、データカウンタ（２３）はりミソタイ」きデータ
カウンタが使用され、演算の結果ホローが発生するよう
であれば、カウントデータが強制的にＯにセットされ、
キャリーが発生ずるようであれば、２Ｎ−１がセントさ
れる。
カウンタが使用され、演算の結果ホローが発生するよう
であれば、カウントデータが強制的にＯにセットされ、
キャリーが発生ずるようであれば、２Ｎ−１がセントさ
れる。
パルス形成手段（３０）はフリップフロップ等で構成す
ることができ、ＭＳＢパルスＰｒ１の立−ドりでセット
し、基準クロックＣＫａの立トリでリセットさせるよう
にしておけば、第９図Ａ、Ｂの位相関係にあるときは、
同図Ｃにボすような第１の速度偏差信号Ｓ１が出力され
る。
ることができ、ＭＳＢパルスＰｒ１の立−ドりでセット
し、基準クロックＣＫａの立トリでリセットさせるよう
にしておけば、第９図Ａ、Ｂの位相関係にあるときは、
同図Ｃにボすような第１の速度偏差信号Ｓ１が出力され
る。
これに対し、モータ（１）の回転数が遅いときにはデー
タカウンタ（２３）にロードされる計測データは２Ｎ弓
以上になっているので、基準クロックＣＪａのタイミン
グでみれば、そのときのＭＳＢパルスＰ門は“１″にな
っている（第９図Ｄ）。従っ−ζ、このとき得られる第
１の速度偏差信号Ｓ１は同図Ｅのようになり、速度偏差
に対応したパルス幅を有する信号が得られる。
タカウンタ（２３）にロードされる計測データは２Ｎ弓
以上になっているので、基準クロックＣＪａのタイミン
グでみれば、そのときのＭＳＢパルスＰ門は“１″にな
っている（第９図Ｄ）。従っ−ζ、このとき得られる第
１の速度偏差信号Ｓ１は同図Ｅのようになり、速度偏差
に対応したパルス幅を有する信号が得られる。
ＭＳＢパルスｐ、、及び基準クロックＣＫａはさらに第
２の信号形成手段（１３）に供給される。
２の信号形成手段（１３）に供給される。
第２の信号形成手段（１３）はモータ回転数が速いとき
、その速さに応したパルス幅を有する負極性のパルスが
得られ、遅いときにはその遅さに応じたパルス幅を有す
る正極性のパルスが得られるようにしたものであって、
第１０図０にボすような計測データ（アナログ換算値）
のときには、ＭＳＢパルスＰ１１と基準クロックＣＫａ
との（ｉ′／相関係は第１０図り、 Ｅのようになるの
で、基準クロ・ツクＣＫａに対しＭＳＢパルスＰ１．Ｉ
の位相が進んでいる場合、すなわち回転数が遅い場合に
は同図Ｇに示す負極性のパルス３２ｍをもつ第２の速度
偏差信号Ｓ２が得られる。
、その速さに応したパルス幅を有する負極性のパルスが
得られ、遅いときにはその遅さに応じたパルス幅を有す
る正極性のパルスが得られるようにしたものであって、
第１０図０にボすような計測データ（アナログ換算値）
のときには、ＭＳＢパルスＰ１１と基準クロックＣＫａ
との（ｉ′／相関係は第１０図り、 Ｅのようになるの
で、基準クロ・ツクＣＫａに対しＭＳＢパルスＰ１．Ｉ
の位相が進んでいる場合、すなわち回転数が遅い場合に
は同図Ｇに示す負極性のパルス３２ｍをもつ第２の速度
偏差信号Ｓ２が得られる。
従って、第２の信号形成手段（１３） Ｃは基１１１
ＸクロックＣＫａの立上りがＭＳＢパルスＰｔ１の立下
りタイミングよりも速いときに、負極性のパルスが得ら
れることになる。そのパルス幅は回転数によって相違す
る。回転が速いとそれだりパルス幅が広くなる。そのた
め、この負極性のパルスは基準クロックの立上りタイミ
ングからＭＳＢパルスＰｉの立下りタイミングまでの期
間前られることになる。
ＸクロックＣＫａの立上りがＭＳＢパルスＰｔ１の立下
りタイミングよりも速いときに、負極性のパルスが得ら
れることになる。そのパルス幅は回転数によって相違す
る。回転が速いとそれだりパルス幅が広くなる。そのた
め、この負極性のパルスは基準クロックの立上りタイミ
ングからＭＳＢパルスＰｉの立下りタイミングまでの期
間前られることになる。
回転数が遅い場合にはＭＳＢパルスＰｔ１と基準クロッ
クＣＫａとの位相関係は上述と逆になって、ＭＳＢパル
スｐｔ１の立下りタイミングよりも基準クロックＣＫａ
の立上りが遅くなるので、正極性のパルス３２Ｐをもつ
第２の速度偏差信号Ｓ２が得られ、パルス幅は回転数が
遅くなるほど幅広くなる。
クＣＫａとの位相関係は上述と逆になって、ＭＳＢパル
スｐｔ１の立下りタイミングよりも基準クロックＣＫａ
の立上りが遅くなるので、正極性のパルス３２Ｐをもつ
第２の速度偏差信号Ｓ２が得られ、パルス幅は回転数が
遅くなるほど幅広くなる。
このように、第２の速度偏差信号Ｓ２は回転数が基準の
回転数より速いか遅いかに対応した極性をもつと共に、
その偏差量に対応したパルス幅を有するものであり、基
準の回転数のときはＭＳＢパルスＰｒ１と基準クロック
ＣＫａとが同相となるので、正又は負極性のパルスはい
ずれも出力されない。
回転数より速いか遅いかに対応した極性をもつと共に、
その偏差量に対応したパルス幅を有するものであり、基
準の回転数のときはＭＳＢパルスＰｒ１と基準クロック
ＣＫａとが同相となるので、正又は負極性のパルスはい
ずれも出力されない。
なお、第２の速度偏差信号Ｓ２は回転信号Ｓ１１の立下
りで１周期ごとにクリアされると共に、この１回転周期
内において得た正又は負極性のパルス３２Ｐ 、 ３
２Ｍは最初のパルスが得られたのちは自己保持される。
りで１周期ごとにクリアされると共に、この１回転周期
内において得た正又は負極性のパルス３２Ｐ 、 ３
２Ｍは最初のパルスが得られたのちは自己保持される。
従って、回転信号ｓＭの１周期に１個の割合でパルス３
２Ｐ又は３２Ｍが生成される。
２Ｐ又は３２Ｍが生成される。
そして、パルス３２Ｐ 、 Ｓ ２１１のない区間は
いずれもハイインピーダンスに保持される。
いずれもハイインピーダンスに保持される。
第２の速度偏差信号Ｓ２は直流制御電圧■３に変換する
ための第３の信号形成手段（１４）に供給される。第３
の信号形成手段（１４）はチャージポンプを使用するこ
とができ、正極性のパルス３２Ｐでそのパルス幅期間だ
けチャージ、負極性のパルス３２Ｍでそのパルス幅期間
だけディスチャージすれば、回転数の速度偏差に対応し
た直流制御電圧Ｖ３（第１０図Ｈ）を得ることができる
。
ための第３の信号形成手段（１４）に供給される。第３
の信号形成手段（１４）はチャージポンプを使用するこ
とができ、正極性のパルス３２Ｐでそのパルス幅期間だ
けチャージ、負極性のパルス３２Ｍでそのパルス幅期間
だけディスチャージすれば、回転数の速度偏差に対応し
た直流制御電圧Ｖ３（第１０図Ｈ）を得ることができる
。
以上のように、第２の速度偏差信号Ｓ２に基づく直流制
御電圧■３は速度偏差が生じたときには必ずその直流レ
ベルが変更されるものであり、従って、この直流制御電
圧ｖ３でモータ（１１の回転数を制御すれば、定席偏差
Δωのない状態でｌト規の回転数に正しく制御すること
ができる。
御電圧■３は速度偏差が生じたときには必ずその直流レ
ベルが変更されるものであり、従って、この直流制御電
圧ｖ３でモータ（１１の回転数を制御すれば、定席偏差
Δωのない状態でｌト規の回転数に正しく制御すること
ができる。
なお、レンジ外検出回路（３５）は計測カウンタ（２１
）の（Ｎ＋１）ビット目と、 （Ｎ＋２）ビット目をカ
ウントできるカウンタであっζ、第１ Ｑ）マルチ出力
Ｍ１のローレベルの期間に、（Ｎ＋１）ビット目が“０
”のままで、“１°゛になっていなければ、モータ（１
）の回転が速すぎると判断する。
）の（Ｎ＋１）ビット目と、 （Ｎ＋２）ビット目をカ
ウントできるカウンタであっζ、第１ Ｑ）マルチ出力
Ｍ１のローレベルの期間に、（Ｎ＋１）ビット目が“０
”のままで、“１°゛になっていなければ、モータ（１
）の回転が速すぎると判断する。
このときのレンジ外検出回路（３５）の出力でパルス形
成手段（３０）及び第２の信号形成手段（１３）を強制
的に、“■、”及び負極性パルス３２Ｍを発生させる。
成手段（３０）及び第２の信号形成手段（１３）を強制
的に、“■、”及び負極性パルス３２Ｍを発生させる。
これとは逆に、（Ｎ＋２）ビット目が“１”になると、
モータ回転数が遅すぎると判断し、このときは上述と逆
の動作が強制的に行なわれる。
モータ回転数が遅すぎると判断し、このときは上述と逆
の動作が強制的に行なわれる。
第１１図はこの発明の他の例を示す。この例ではＭＳＢ
パルスＰｔ１と基準クロックＣＫａに基づいて第２の速
度偏差信号Ｓ２を形成するのではなく、第１の速度偏差
信号Ｓ１そのものを利用し、これと基準クロックＣＫａ
に基づいて形成するようにした場合である。この場合も
、上述したと同様の作用が得られることは明らかである
。
パルスＰｔ１と基準クロックＣＫａに基づいて第２の速
度偏差信号Ｓ２を形成するのではなく、第１の速度偏差
信号Ｓ１そのものを利用し、これと基準クロックＣＫａ
に基づいて形成するようにした場合である。この場合も
、上述したと同様の作用が得られることは明らかである
。
ところで、上述した実施例、特に第１図に示す実施例に
おけるモータ回転数の立上り特性は第１２図に示すよう
に、立上り特性が振動してしまう。
おけるモータ回転数の立上り特性は第１２図に示すよう
に、立上り特性が振動してしまう。
従って、この場合には家宝した回転数（目標値）に到達
するまでの時間（整定時間）がかかる欠点がある。
するまでの時間（整定時間）がかかる欠点がある。
このような振動現象は第１の信号形成手段（１１）に微
分回路を設けることによって防止することができる。
分回路を設けることによって防止することができる。
第１３図はその一例を示すもので、前掲図と対応する部
分には同一符号を付してその説明は省略するも、この実
施例では計測カウンタ（２１）とランチ回路（２８）と
の間に、デジタル的な微分回路（４０）が設けられる。
分には同一符号を付してその説明は省略するも、この実
施例では計測カウンタ（２１）とランチ回路（２８）と
の間に、デジタル的な微分回路（４０）が設けられる。
この例では、第１の定数器（４１）と、ｄ１測カウンタ
（２１）より得られる１時点前の計測データをメモリす
るメモリ回路（４２）と、メモリ回Ｉ？ＦＴ（４２）よ
り出力された１時点前の計測データに対する定数器（第
２の定数器） （４３）と、第１及び第２の定数器出
力を減算する減算器（４４）とで微勇回路（４０）が構
成される。第１の定数器（４１）の定数をｋ （ｋは１
以上の適当な整数値）としたとき、第２の定数器（４３
）の定数は（ｋ−１，）に選〆される。
（２１）より得られる１時点前の計測データをメモリす
るメモリ回路（４２）と、メモリ回Ｉ？ＦＴ（４２）よ
り出力された１時点前の計測データに対する定数器（第
２の定数器） （４３）と、第１及び第２の定数器出
力を減算する減算器（４４）とで微勇回路（４０）が構
成される。第１の定数器（４１）の定数をｋ （ｋは１
以上の適当な整数値）としたとき、第２の定数器（４３
）の定数は（ｋ−１，）に選〆される。
メモリ回路（４２）への計測データのストアは第１のマ
ルチ出力Ｍ１によって行なわれる。
ルチ出力Ｍ１によって行なわれる。
さて、このようなデジタル的な微分回路（４０）を設け
た場合には、第４図では、要素に２／ｓの前に、第６図
では要素（Ｋ１＋ Ｋ２／Ｓ）の前−に夫々微分要素
ｓｋを入れたごとになる。微分要素ｓｋを介在させたと
きは、入力（ωｒｅｆ−ω）が次のように変更されて夫
々の要素Ｋ ２ ／ ｓ又は（Ｋｚ ＋ Ｋ２ ／ｓ
）に人力するごとになる。
た場合には、第４図では、要素に２／ｓの前に、第６図
では要素（Ｋ１＋ Ｋ２／Ｓ）の前−に夫々微分要素
ｓｋを入れたごとになる。微分要素ｓｋを介在させたと
きは、入力（ωｒｅｆ−ω）が次のように変更されて夫
々の要素Ｋ ２ ／ ｓ又は（Ｋｚ ＋ Ｋ２ ／ｓ
）に人力するごとになる。
今、ある制御時点のモータ回転周波数をωｎ、１時点前
のモータ回転周波数をωｎ−１とすれば、微分回路（４
０）を設けるごとによってその出力ω′は、 ω′ −ｋ （ωｒｅｆ−ωｎ） （ｋ−１）
（ω＋ｅｆ （ｄｎ−＋）−ωｒｅｔ−ωロー （
ｋ−１） ωｎ十（ＩＣ＝１） ωｎ−ｘ−ωｒｅ
ｔ−ωｎ（ｋ−１）（ωｎａ）ｎ−ｘ）・・・・ （９
） 一方、微分回路（４０）を設けない場合には、ω′−ω
ｒｅｆ−ωｎ ・・・・ （１０１
である。
のモータ回転周波数をωｎ−１とすれば、微分回路（４
０）を設けるごとによってその出力ω′は、 ω′ −ｋ （ωｒｅｆ−ωｎ） （ｋ−１）
（ω＋ｅｆ （ｄｎ−＋）−ωｒｅｔ−ωロー （
ｋ−１） ωｎ十（ＩＣ＝１） ωｎ−ｘ−ωｒｅ
ｔ−ωｎ（ｋ−１）（ωｎａ）ｎ−ｘ）・・・・ （９
） 一方、微分回路（４０）を設けない場合には、ω′−ω
ｒｅｆ−ωｎ ・・・・ （１０１
である。
（９）式の右辺第３項の（１１−１） （ωｎ −ω
ｎ−ｔ）はｄω／ｄｔと等しいことから、微分回路（４
ｏ）を設けることによって、出力ω′は微分特性が付与
された状態で出力されることになる。
ｎ−ｔ）はｄω／ｄｔと等しいことから、微分回路（４
ｏ）を設けることによって、出力ω′は微分特性が付与
された状態で出力されることになる。
このように出力ω′に微分特性を付与する場合には、回
転数ωの振動が抑えられることがら、モータ回転数ωの
立上り特性は第１４図にノドずようにオーバーシュート
が発生せず、振動をほぼ完全に抑圧することができ、そ
れだけ整定時間の短縮を図ることができる。ｋ＝１３に
した場合には整定時間を２秒程度にすることができる。
転数ωの振動が抑えられることがら、モータ回転数ωの
立上り特性は第１４図にノドずようにオーバーシュート
が発生せず、振動をほぼ完全に抑圧することができ、そ
れだけ整定時間の短縮を図ることができる。ｋ＝１３に
した場合には整定時間を２秒程度にすることができる。
従来ではそのほぼ倍以上の整定時間を要する。
発明の詳細
な説明したようにこの発明によれば、定席偏差をなくす
ことができるので、モータ（１１の回転数を必ず目標の
回転数にコントロールすることができる。しかも、従来
のように定常偏差Δωを考慮して目標の回転周波数ωｒ
ｅｆを若干大きな値に選定する必要がない。従って、目
標の回転周波数ωｒｅ＋を正確に設定することができる
特徴を有する。
ことができるので、モータ（１１の回転数を必ず目標の
回転数にコントロールすることができる。しかも、従来
のように定常偏差Δωを考慮して目標の回転周波数ωｒ
ｅｆを若干大きな値に選定する必要がない。従って、目
標の回転周波数ωｒｅ＋を正確に設定することができる
特徴を有する。
第１図はこの発明に係る速度サーボ回路の一例を示す系
統図、第２図は従来の速度サーボ回路の系統図、第３図
はその制御動作の説明に供する制御ブロック図、第４図
は第１図の制御ブロック図、第５図はこの発明に係る速
度サーボ回路の他の例を示す系統図、第６図はその制御
ブロック図、第７図は第１図の具体例をボず要部の系統
図、第８図〜第１０図は夫々その動作説明に供する波形
図、第１１図は第５図の具体例を示す要部の系統図、第
１２図及び第１４し１は夫々モータ回転数の立上り特性
を示す図、第１３図はこの発明に係る速度サーボ回路の
さらに他の例を示す系統図である。 （１）ばモータ、（２）は回転信号発生手段、（１１）
。 （１３） 、 （１４）は第１〜第３信号形成手段、
Ｓｌ。 Ｓ２は第１及び第２の速度偏差信号、ＶＣＴＬは制御電
圧である。 第１図 第２図 心 第３図 −”−１ｅａｌ １φＫｊＡ 第４図 第５図 Ｎ 第６図 第８図 ＡＭ 第９図
統図、第２図は従来の速度サーボ回路の系統図、第３図
はその制御動作の説明に供する制御ブロック図、第４図
は第１図の制御ブロック図、第５図はこの発明に係る速
度サーボ回路の他の例を示す系統図、第６図はその制御
ブロック図、第７図は第１図の具体例をボず要部の系統
図、第８図〜第１０図は夫々その動作説明に供する波形
図、第１１図は第５図の具体例を示す要部の系統図、第
１２図及び第１４し１は夫々モータ回転数の立上り特性
を示す図、第１３図はこの発明に係る速度サーボ回路の
さらに他の例を示す系統図である。 （１）ばモータ、（２）は回転信号発生手段、（１１）
。 （１３） 、 （１４）は第１〜第３信号形成手段、
Ｓｌ。 Ｓ２は第１及び第２の速度偏差信号、ＶＣＴＬは制御電
圧である。 第１図 第２図 心 第３図 −”−１ｅａｌ １φＫｊＡ 第４図 第５図 Ｎ 第６図 第８図 ＡＭ 第９図
Claims (1)
- 制御すべきモータの回転速度に比例した回転信号を得
る回転信号発生手段と、この回転信号と基準信号からモ
ータの速度偏差に対応した第１の速度偏差信号を形成す
る第１の信号形成手段と、この第１の速度偏差信号、若
しくはこの第１の速度偏差信号に対応した信号と基準ク
ロックから上記回転信号の回転周期ごとに、上記速度偏
差の極性に対応した極性と、速度偏差量に対応したパル
ス幅を有する第２の速度偏差信号を得る第２の信号形成
手段と、この第２の速度偏差信号のパルス幅とその極性
に対応したモータコントロール電圧を得る第３の信号形
成手段とで構成された速度サーボ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59134892A JP2584435B2 (ja) | 1984-06-29 | 1984-06-29 | 速度サ−ボ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59134892A JP2584435B2 (ja) | 1984-06-29 | 1984-06-29 | 速度サ−ボ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6115576A true JPS6115576A (ja) | 1986-01-23 |
| JP2584435B2 JP2584435B2 (ja) | 1997-02-26 |
Family
ID=15138952
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59134892A Expired - Fee Related JP2584435B2 (ja) | 1984-06-29 | 1984-06-29 | 速度サ−ボ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2584435B2 (ja) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55155589A (en) * | 1979-05-18 | 1980-12-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Speed controller for motor |
| JPS57193986A (en) * | 1981-05-21 | 1982-11-29 | Janome Sewing Mach Co Ltd | Speed controller for electric motor |
| JPS583587A (ja) * | 1981-06-27 | 1983-01-10 | Fujitsu Ltd | 直流モ−タの速度制御方式 |
-
1984
- 1984-06-29 JP JP59134892A patent/JP2584435B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55155589A (en) * | 1979-05-18 | 1980-12-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Speed controller for motor |
| JPS57193986A (en) * | 1981-05-21 | 1982-11-29 | Janome Sewing Mach Co Ltd | Speed controller for electric motor |
| JPS583587A (ja) * | 1981-06-27 | 1983-01-10 | Fujitsu Ltd | 直流モ−タの速度制御方式 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2584435B2 (ja) | 1997-02-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |