JPS6115669B2 - - Google Patents
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- JPS6115669B2 JPS6115669B2 JP55007517A JP751780A JPS6115669B2 JP S6115669 B2 JPS6115669 B2 JP S6115669B2 JP 55007517 A JP55007517 A JP 55007517A JP 751780 A JP751780 A JP 751780A JP S6115669 B2 JPS6115669 B2 JP S6115669B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電圧形インバータの出力波形の改善に
関するものである。
関するものである。
電圧形インバータの出力波形は特殊な場合を除
いて正弦波が望ましく、従来からいろいろの波形
改善の手法が開発され実用に供されている。一定
の直流電圧が供給されるインバータにおいて、そ
の出力波形を制御する代表的な方法としてパルス
巾変調（以下PWMという）制御による正弦波変
調方式がある。
いて正弦波が望ましく、従来からいろいろの波形
改善の手法が開発され実用に供されている。一定
の直流電圧が供給されるインバータにおいて、そ
の出力波形を制御する代表的な方法としてパルス
巾変調（以下PWMという）制御による正弦波変
調方式がある。
第１図は従来から行なわれている、PWM制御
による正弦波変調の例を説明する波形図である。
イはインバータ主回路スイツチのON−OFFのタ
イミングを得るための制御信号を示したものであ
り、正弦波の電圧基準信号と三角波の搬送波信号
を比較して、ロに示される負荷端子に正電圧を印
加する主回路スイツチのON信号、ロに示される
負荷端子に負電圧を印加する主回路スイツチの
ON信号を得る。この信号により主回路スイツチ
を制御することによりニに示す斜線部分の変調波
電圧が負荷に与えられる。この平均的にみた電圧
は点線で示す正弦波となり、インバータ出力とし
て基準信号に応じた正弦波電圧が得られる。
による正弦波変調の例を説明する波形図である。
イはインバータ主回路スイツチのON−OFFのタ
イミングを得るための制御信号を示したものであ
り、正弦波の電圧基準信号と三角波の搬送波信号
を比較して、ロに示される負荷端子に正電圧を印
加する主回路スイツチのON信号、ロに示される
負荷端子に負電圧を印加する主回路スイツチの
ON信号を得る。この信号により主回路スイツチ
を制御することによりニに示す斜線部分の変調波
電圧が負荷に与えられる。この平均的にみた電圧
は点線で示す正弦波となり、インバータ出力とし
て基準信号に応じた正弦波電圧が得られる。
以上のように、従来の正弦波変調の方式は、正
弦波電圧基準信号と搬送三角波の比較によるもの
が一般的である。
弦波電圧基準信号と搬送三角波の比較によるもの
が一般的である。
これらの方式においては、正弦波電圧基準信号
は単位正弦波に対して電圧指令値に従つてその電
圧の大きさを乗ずる必要があり、乗算の演算器が
必要である。また搬送三角波の周波数を一定にし
た場合、出力周波数の増加につれて搬送周波数／
出力周波数の比が小さくなり、出力周波数にうな
り周波数の影響が大きく現われる。このような場
合には出力周波数と搬送周波数との間には同期を
とる必要がある。さらに、広い範囲にわたる周波
数制御の場合には、出力周波数と搬送周波数を関
連させて制御する必要性を生じてくる。これらの
制御機能を必要とするため、正弦波電圧基準信号
と搬送三角波の比較による従来の正弦波変調方式
は制御回路の構成が非常に複雑となる欠点があつ
た。
は単位正弦波に対して電圧指令値に従つてその電
圧の大きさを乗ずる必要があり、乗算の演算器が
必要である。また搬送三角波の周波数を一定にし
た場合、出力周波数の増加につれて搬送周波数／
出力周波数の比が小さくなり、出力周波数にうな
り周波数の影響が大きく現われる。このような場
合には出力周波数と搬送周波数との間には同期を
とる必要がある。さらに、広い範囲にわたる周波
数制御の場合には、出力周波数と搬送周波数を関
連させて制御する必要性を生じてくる。これらの
制御機能を必要とするため、正弦波電圧基準信号
と搬送三角波の比較による従来の正弦波変調方式
は制御回路の構成が非常に複雑となる欠点があつ
た。
本発明は目的は、従来のPWM制御回路が複雑
になるという点に鑑みてなされたもので、簡単な
制御回路の構成で従来のものよりも優れた出力波
形の改善効果を可能ならしめるものであり、性能
向上と同時に信頼性の向上、コストの低減などの
実現出来る電圧形インバータを提供することにあ
る。
になるという点に鑑みてなされたもので、簡単な
制御回路の構成で従来のものよりも優れた出力波
形の改善効果を可能ならしめるものであり、性能
向上と同時に信頼性の向上、コストの低減などの
実現出来る電圧形インバータを提供することにあ
る。
本発明はＶ／ｆ一定制御を必要とする可変電圧
可変周波数の電圧形インバータのPWM制御に関
するものであり、以下その原理を説明する。
可変周波数の電圧形インバータのPWM制御に関
するものであり、以下その原理を説明する。
実効値V0、周波数f0なる正弦波電圧の瞬時値e0
は e0＝√２V0sin2πf0t ………(1) e0の電気角Ｏ（ｔ＝Ｏ）から電気角θ（ｔ
θ／２πｆ０）の電圧時間積Ｓを求めると、 (2)式が与えられる。ここでV0とf0の関係を一定の
比率Ｋに保つと、即ちＶ／ｆ一定の正弦波電圧の
場合には (3)となり、電圧時間積は電圧や周波数に無関係に
電気角θのみの関数として表わすことができる。
は e0＝√２V0sin2πf0t ………(1) e0の電気角Ｏ（ｔ＝Ｏ）から電気角θ（ｔ
θ／２πｆ０）の電圧時間積Ｓを求めると、 (2)式が与えられる。ここでV0とf0の関係を一定の
比率Ｋに保つと、即ちＶ／ｆ一定の正弦波電圧の
場合には (3)となり、電圧時間積は電圧や周波数に無関係に
電気角θのみの関数として表わすことができる。
第２図はＶ／ｆ一定の場合のイ高電圧V1、高
周波f1とロ低電圧V2、低周波f2のそれぞれ１サイ
クルの波形を示したものである。任意の同じ電気
角θの期間のそれぞれの電圧時間積である斜視部
分の面積S1とS2は相等しい。
周波f1とロ低電圧V2、低周波f2のそれぞれ１サイ
クルの波形を示したものである。任意の同じ電気
角θの期間のそれぞれの電圧時間積である斜視部
分の面積S1とS2は相等しい。
従つて一定の直流電圧から主回路スイツチを適
宜ON−OFFしてＶ／ｆ一定の正弦波出力電圧を
得る場合、出力周波数の電気角θに応じて所定の
電圧時間積が与えられるように主回路スイツチの
ON・OFFを判断して制御すれば、所望の電圧出
力波形を得ることができる。
宜ON−OFFしてＶ／ｆ一定の正弦波出力電圧を
得る場合、出力周波数の電気角θに応じて所定の
電圧時間積が与えられるように主回路スイツチの
ON・OFFを判断して制御すれば、所望の電圧出
力波形を得ることができる。
本発明の骨子は以上の原理に基づいてインバー
タの出力波形を制御するものであり、出力周波数
の電気角に応じて所望の電圧時間積を得るように
主回路スイツチのON−OFF操作を行なうことに
ある。本発明の制御を命名するとすれば“電圧時
間積比較法”によるPWM制御ということにな
る。
タの出力波形を制御するものであり、出力周波数
の電気角に応じて所望の電圧時間積を得るように
主回路スイツチのON−OFF操作を行なうことに
ある。本発明の制御を命名するとすれば“電圧時
間積比較法”によるPWM制御ということにな
る。
本発明の基本的な構成要素は、インバータの出
力周波数の電気角に応じて所望の出力電圧波形の
時間積分値に比例した信号を出力する関数発生
器、主回路スイツチがONして直流電圧が負荷に
印加される期間その時間を積算する積算器、およ
び一定のサンプリング時間ごとに前記関数発生器
の出力信号と前記時間積算器の内容を比較する信
号比較器である。
力周波数の電気角に応じて所望の出力電圧波形の
時間積分値に比例した信号を出力する関数発生
器、主回路スイツチがONして直流電圧が負荷に
印加される期間その時間を積算する積算器、およ
び一定のサンプリング時間ごとに前記関数発生器
の出力信号と前記時間積算器の内容を比較する信
号比較器である。
関数発生器の出力は出力周波数の電気角の推移
に従つて所望の出力波形の電圧時間積を示してお
り、これが制御の基準となる。一方、時間積算器
は、サンプリング時間を△ｔとすると、主回路ス
イツチがONして直流電圧が負荷に印加されてい
る合計時間Σ△tonを示しており、直流電圧が一
定でEdとすれば、EdΣ△tonを示していると見做
すことができる。即ち、時間積算器の内容は、出
力の実際の電圧時間積を示していることになる。
に従つて所望の出力波形の電圧時間積を示してお
り、これが制御の基準となる。一方、時間積算器
は、サンプリング時間を△ｔとすると、主回路ス
イツチがONして直流電圧が負荷に印加されてい
る合計時間Σ△tonを示しており、直流電圧が一
定でEdとすれば、EdΣ△tonを示していると見做
すことができる。即ち、時間積算器の内容は、出
力の実際の電圧時間積を示していることになる。
そこで関数発生器の出力信号を基準信号とし、
時間積算器の内容を帰還信号として、一定のサン
プリング時間ごとに比較し、基準信号＞帰還信号
のときは主回路スイツチをONさせて直流電圧を
負荷に印加し、基準信号＜帰還信号のときは主回
路スイツチをOFFさせて負荷に電圧を印加しな
いようにすれば、インバータの出力波形は所望の
波形に制御が可能となる。サンプリング周期を可
能な限り小さくすることにより、より望ましい波
形に制御ができる。第３図は本発明の一実施例で
単相インバータの構成を示している。
時間積算器の内容を帰還信号として、一定のサン
プリング時間ごとに比較し、基準信号＞帰還信号
のときは主回路スイツチをONさせて直流電圧を
負荷に印加し、基準信号＜帰還信号のときは主回
路スイツチをOFFさせて負荷に電圧を印加しな
いようにすれば、インバータの出力波形は所望の
波形に制御が可能となる。サンプリング周期を可
能な限り小さくすることにより、より望ましい波
形に制御ができる。第３図は本発明の一実施例で
単相インバータの構成を示している。
主回路はトランジスタおよび逆並列に接続され
たダイオードから成る半導体スイツチ４組をブリ
ツジ接続したものである。T11，T12，T21，T22
はトランジスタ、D11，D12，D22はダイオードEd
は直流電圧源、Z1はＵ，Ｖの端子をもつた単相を
示している。
たダイオードから成る半導体スイツチ４組をブリ
ツジ接続したものである。T11，T12，T21，T22
はトランジスタ、D11，D12，D22はダイオードEd
は直流電圧源、Z1はＵ，Ｖの端子をもつた単相を
示している。
ｆRはインバータの出力周波数に比例した基準
の電圧、１はｆRに比例した周波数のパルスを発
生するＶ／Ｆ変換器、２は電気角を示すカウン
タ、３は電気角180゜になつたとき信号を発生す
る信号発生器、４は電気角が180゜ごとに即ち半
サイクルごとにその出力が反転するフリツプフロ
ツプ、５は入力の電気角θに従つて１−cosθの
信号を出力する関数発生器、６は主回路スイツチ
ONの期間クロツクパルスfcを積算するカウン
タ、７は比較路、８，９，１０はANDゲート、
１１，１２は非反転増巾器、１３，１４は反転増
巾器である。
の電圧、１はｆRに比例した周波数のパルスを発
生するＶ／Ｆ変換器、２は電気角を示すカウン
タ、３は電気角180゜になつたとき信号を発生す
る信号発生器、４は電気角が180゜ごとに即ち半
サイクルごとにその出力が反転するフリツプフロ
ツプ、５は入力の電気角θに従つて１−cosθの
信号を出力する関数発生器、６は主回路スイツチ
ONの期間クロツクパルスfcを積算するカウン
タ、７は比較路、８，９，１０はANDゲート、
１１，１２は非反転増巾器、１３，１４は反転増
巾器である。
１のＶ／Ｆ変換器は出力の基準周波数ｆRに比
例したmfRの周波数のパルスを発生する。このパ
ルスを２のカウンタで積算すると、カウンタの内
容は時々刻々の電気角θを示すものとなり、たと
えばｍ＝360とすれば、カウンタの内容はその
まゝ電気角を度で示すことになる。３の信号発生
器は常時カウンタの内容を監視し、電気角が180
゜になつたときパルス信号を発生し、２のカウン
タをリセツトすると同時に４のフリツプフロツプ
を反転する。従つて２のカウンタの内容は電気角
180゜ごとにリセツトされ、その時点を基準にし
て電気角θを示している。また４のフリツプフロ
ツプは電気角180゜ごとに反転するため、その出
力は正のサイクルであるか負の半サイクルである
かを示すことになる。
例したmfRの周波数のパルスを発生する。このパ
ルスを２のカウンタで積算すると、カウンタの内
容は時々刻々の電気角θを示すものとなり、たと
えばｍ＝360とすれば、カウンタの内容はその
まゝ電気角を度で示すことになる。３の信号発生
器は常時カウンタの内容を監視し、電気角が180
゜になつたときパルス信号を発生し、２のカウン
タをリセツトすると同時に４のフリツプフロツプ
を反転する。従つて２のカウンタの内容は電気角
180゜ごとにリセツトされ、その時点を基準にし
て電気角θを示している。また４のフリツプフロ
ツプは電気角180゜ごとに反転するため、その出
力は正のサイクルであるか負の半サイクルである
かを示すことになる。
５の関数発生器は入力のθに従つて、sinθを
θ＝Ｏから積分した値１−cosθの信号を出力す
る。即ち出力波形をsinθとしたときのθ＝Ｏか
らの電圧時間積に比例した信号となり、これが電
圧時間積の基準信号となる。
θ＝Ｏから積分した値１−cosθの信号を出力す
る。即ち出力波形をsinθとしたときのθ＝Ｏか
らの電圧時間積に比例した信号となり、これが電
圧時間積の基準信号となる。
一方、６の時間カウンタはθ＝Ｏにおいてリセ
ツトされ、７の比較器の出力が“１”の期間、即
ち主回路、スイツチがONして、負過に直流電圧
Edが印加されている期間、８のANDゲートが成
立してクロツクパルスfcを積算しているため、６
にカウンタの内容はθ＝Ｏから負荷に直流電圧
Edが印加されている合計の時間を示すことにな
り、これが電圧時間積の帰還信号となる。
ツトされ、７の比較器の出力が“１”の期間、即
ち主回路、スイツチがONして、負過に直流電圧
Edが印加されている期間、８のANDゲートが成
立してクロツクパルスfcを積算しているため、６
にカウンタの内容はθ＝Ｏから負荷に直流電圧
Edが印加されている合計の時間を示すことにな
り、これが電圧時間積の帰還信号となる。
出力Ｖ／ｆ一定とすれば、基準信号はEd（１
−cosθ）、帰還信号はEdΣ△tonとなる。ただし
△ｔ＝１／fcで１サンプリング時間、△tonはEd
が負荷に印加されている１サンプリング時間であ
る。７の比較器において基準信号と帰還信号を比
較する。
−cosθ）、帰還信号はEdΣ△tonとなる。ただし
△ｔ＝１／fcで１サンプリング時間、△tonはEd
が負荷に印加されている１サンプリング時間であ
る。７の比較器において基準信号と帰還信号を比
較する。
Ed（１−cosθ）＞EdΣ△tonのとき比較器出力
“１” Ed（１−cosθ）≦EdΣ△tonのとき比較器出力
“０” ４のフリツプフロツプの出力がＱ＝“１”、＝
“０”の正の半サイクルにおいて、T21はOFF、
T22はONの状態にあり、負荷Z1のＶ端子は直流電
圧の負側に接続されている。ここで比較器出力が
“１”の場合にはT11はON、T12はOFFとなり、
負荷のＵ端子は直流電源の正側に接続され、負荷
にEdが印加される。また比較器出力が“０”の
場合はT11はOFF、T12はONとなり負荷端子Ｕ，
Ｖは短絡され電圧は印加されない。
“１” Ed（１−cosθ）≦EdΣ△tonのとき比較器出力
“０” ４のフリツプフロツプの出力がＱ＝“１”、＝
“０”の正の半サイクルにおいて、T21はOFF、
T22はONの状態にあり、負荷Z1のＶ端子は直流電
圧の負側に接続されている。ここで比較器出力が
“１”の場合にはT11はON、T12はOFFとなり、
負荷のＵ端子は直流電源の正側に接続され、負荷
にEdが印加される。また比較器出力が“０”の
場合はT11はOFF、T12はONとなり負荷端子Ｕ，
Ｖは短絡され電圧は印加されない。
４のフリツプフロツプの出力がＱ＝“０”、＝
“１”の負の半サイクルにおいても、同様に対称
のON−OFF制御が行なわれ、PWM制御された
交流電圧が負荷に与えられる。
“１”の負の半サイクルにおいても、同様に対称
のON−OFF制御が行なわれ、PWM制御された
交流電圧が負荷に与えられる。
第４図は最大周波数（最大電圧）の基準を与え
たときの制御回路内の各点の波形を示したもので
ある。１は関数発生器の出力で基準となる電圧時
間の１−cosθの波形である。２は帰還信号とな
る時間カウンタの推移Σ△tonを示すもので、１
−cosθ＞Σ△ton、の期間ではクロツクパルスfc
を積算し、１−cosθ≦Σ△tonの期間ではその値
を保持している。比較器の出力は３に示すように
なり、T11，T12，T21，T22の各トランジスタの
ゲート信号が４〜６で与えられる。この時、負荷
に印加される電圧は８の斜線部分となり、その平
均的な電圧は点線で示される正弦波となる。即
ち、出力電圧はEdsinθとなる。
たときの制御回路内の各点の波形を示したもので
ある。１は関数発生器の出力で基準となる電圧時
間の１−cosθの波形である。２は帰還信号とな
る時間カウンタの推移Σ△tonを示すもので、１
−cosθ＞Σ△ton、の期間ではクロツクパルスfc
を積算し、１−cosθ≦Σ△tonの期間ではその値
を保持している。比較器の出力は３に示すように
なり、T11，T12，T21，T22の各トランジスタの
ゲート信号が４〜６で与えられる。この時、負荷
に印加される電圧は８の斜線部分となり、その平
均的な電圧は点線で示される正弦波となる。即
ち、出力電圧はEdsinθとなる。
時間カウンタは基準の電圧時間積１−cosθに
追従するように動作し、その追従精度は±１／ｆｃとな る。従つてfcをを大きくすればする程その追従精
度は向上し、結果としてインバータの出力波形は
平均的電圧としてより正弦波に近いものとなる。
追従するように動作し、その追従精度は±１／ｆｃとな る。従つてfcをを大きくすればする程その追従精
度は向上し、結果としてインバータの出力波形は
平均的電圧としてより正弦波に近いものとなる。
次に本発明の３相の電圧形インバータへの適用
について説明する。
について説明する。
第５図はトランジスタスイツチによる典形的な
３相電圧形インバータの主回路を示したものであ
る。T11，T12，T21，T22，T31，T33はトランジ
スタ、D11，D12，D21，D22，D31，D33はダイオー
ド、Edは直流電圧源、Z3はＵ，Ｖ，Ｗの端子か
らなる３相負荷である。T11，T12をON−OFF制
御してＵの端子電圧を制御し、同様に120゜位相
をずらせてT21，T22をON−OFF制御してＶの端
子電圧を制御し、さらに120゜位相をずらせて
T31，T32をON−OFF制御してＷの端子電圧を制
御することにより、３相の交流電圧を得る電圧形
インバータである。本発明によるPWM制御法は
このような３相の電圧形インバータの制御に適用
できることは云うまでもない。
３相電圧形インバータの主回路を示したものであ
る。T11，T12，T21，T22，T31，T33はトランジ
スタ、D11，D12，D21，D22，D31，D33はダイオー
ド、Edは直流電圧源、Z3はＵ，Ｖ，Ｗの端子か
らなる３相負荷である。T11，T12をON−OFF制
御してＵの端子電圧を制御し、同様に120゜位相
をずらせてT21，T22をON−OFF制御してＶの端
子電圧を制御し、さらに120゜位相をずらせて
T31，T32をON−OFF制御してＷの端子電圧を制
御することにより、３相の交流電圧を得る電圧形
インバータである。本発明によるPWM制御法は
このような３相の電圧形インバータの制御に適用
できることは云うまでもない。
第６図は本発明の一実施例で、その制御回路の
概略の構成を示したものである。ｆRはインバー
タの出力周波数に比例した基準の電圧、１０１は
ｆRに比例した周波数のパルスを発生するＶ／Ｆ
変換器、１０２は電気角が60゜ごとに信号を発す
るカウンタ、１０３は６ステツプリングカウン
タ、１０４〜１０６はその詳細を第７図に示すパ
ルス巾変調回路で、１０４はＵ相、１０５はＶ
相、１０６はＷ相用としてそれぞれ使われるもの
であり、１１１〜１１３は非反転の増巾器、１１
４〜１１５は反転増巾器である。
概略の構成を示したものである。ｆRはインバー
タの出力周波数に比例した基準の電圧、１０１は
ｆRに比例した周波数のパルスを発生するＶ／Ｆ
変換器、１０２は電気角が60゜ごとに信号を発す
るカウンタ、１０３は６ステツプリングカウン
タ、１０４〜１０６はその詳細を第７図に示すパ
ルス巾変調回路で、１０４はＵ相、１０５はＶ
相、１０６はＷ相用としてそれぞれ使われるもの
であり、１１１〜１１３は非反転の増巾器、１１
４〜１１５は反転増巾器である。
１０１のＶ／Ｆ変換器は基準周波数ｆRに比例
したmfRの周波数のパルスを発生する。これを１
０２のカウンタで積算し、電気角が60゜ごとに
6Rfのパルスを発生させる。これを１０３の６ス
テツプリングカウンタのパルス入力とすると、そ
の出力Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆは60゜ごとにシフ
トされる。従つてＡの立上りをＵ相の電圧期間の
始まりとすれば、ＢはＷ相の負電圧期間、ＣはＶ
相の正電圧期間、ＤはＵ相の負電圧期間、ＥはＷ
の正電圧期間、ＦはＶの負電圧期間のそれぞれの
始まりを示すことになり、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相正の半
サイクルおよび負の半サイクルを示す信号を得る
ことができる。
したmfRの周波数のパルスを発生する。これを１
０２のカウンタで積算し、電気角が60゜ごとに
6Rfのパルスを発生させる。これを１０３の６ス
テツプリングカウンタのパルス入力とすると、そ
の出力Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆは60゜ごとにシフ
トされる。従つてＡの立上りをＵ相の電圧期間の
始まりとすれば、ＢはＷ相の負電圧期間、ＣはＶ
相の正電圧期間、ＤはＵ相の負電圧期間、ＥはＷ
の正電圧期間、ＦはＶの負電圧期間のそれぞれの
始まりを示すことになり、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相正の半
サイクルおよび負の半サイクルを示す信号を得る
ことができる。
１０４，１０５，１０６はそれぞれ単相の
PWM変調回路であり、第７図はその詳細を示す
ものである。１２１は１２２および１２４のカウ
ンタにリセツトパルスを与るリセツトパルス発生
器、１２２は電気角を示すカウンタ、１２３は入
力の電気角に従つて１−cosθの信号を出力する
関数発生器、１２４は主回路スイツチのONの期
間クロツクパルスfcを積算するカウンタ、１２５
は比較器、１２６は正の半サイクルであるか負の
半サイクルであるかを記憶するフリツプフロツ
プ、１２７，１３２はORゲート、１２８〜１３
０はANDゲート、１３１は信号反転器である。
PWM変調回路であり、第７図はその詳細を示す
ものである。１２１は１２２および１２４のカウ
ンタにリセツトパルスを与るリセツトパルス発生
器、１２２は電気角を示すカウンタ、１２３は入
力の電気角に従つて１−cosθの信号を出力する
関数発生器、１２４は主回路スイツチのONの期
間クロツクパルスfcを積算するカウンタ、１２５
は比較器、１２６は正の半サイクルであるか負の
半サイクルであるかを記憶するフリツプフロツ
プ、１２７，１３２はORゲート、１２８〜１３
０はANDゲート、１３１は信号反転器である。
この回路の入力端子X1には正の半サイクルの
始まりの信号が入力され、X2には負の半サイク
ルの始まりの信号が入力される。１２７のORゲ
ートにより何れかの信号が１２１のリセツトパル
ス発生器に入力されると、リセツトパルスを発生
し、１２２のカウンタと１２４のカウンタをリセ
ツトする。即ち半サイクルごとに１２２のカウン
タと１２４のカウンタはリセツトされる。
始まりの信号が入力され、X2には負の半サイク
ルの始まりの信号が入力される。１２７のORゲ
ートにより何れかの信号が１２１のリセツトパル
ス発生器に入力されると、リセツトパルスを発生
し、１２２のカウンタと１２４のカウンタをリセ
ツトする。即ち半サイクルごとに１２２のカウン
タと１２４のカウンタはリセツトされる。
基準周波数ｆRに比例したmfRの周波数のパル
スが、パルス入力端子P1に入力され１２２のカウ
ンタに与えられると、カウンタの内容は電気角θ
を示すものとなる。１２３の関数発生器は入力θ
に従つて１−cosθの信号を出力する。一方、１
２４の、カウンタはパルス入力端子P2からのクロ
ツクパルスが入力されΣ△tonを積算しており、
１２３の関数発生器の出力と１２４のカウンタの
内容を１２５の比較器で比較され、PWMの信号
が得られる。このPWM信号は１２６のフリツプ
フロツプで与えられる極性を示す信号によつて、
PWM信号の極性が決定され、この変調回路の出
力となる。以上の詳しい説明は前述の単相インバ
ータの場合と全く同様である。
スが、パルス入力端子P1に入力され１２２のカウ
ンタに与えられると、カウンタの内容は電気角θ
を示すものとなる。１２３の関数発生器は入力θ
に従つて１−cosθの信号を出力する。一方、１
２４の、カウンタはパルス入力端子P2からのクロ
ツクパルスが入力されΣ△tonを積算しており、
１２３の関数発生器の出力と１２４のカウンタの
内容を１２５の比較器で比較され、PWMの信号
が得られる。このPWM信号は１２６のフリツプ
フロツプで与えられる極性を示す信号によつて、
PWM信号の極性が決定され、この変調回路の出
力となる。以上の詳しい説明は前述の単相インバ
ータの場合と全く同様である。
１０４の変調回路にはＡおよびＤ、１０５の変
調回路にはＣおよびＦ、１０６の変調回路にはＥ
およびＢのそれぞれ120℃ずつ位相のずれたタイ
ミングが与えられ、３相の変調回路が構成されて
いる。図に示される主回路のトランジスタゲート
に信号を与えることにより、インバータ出力は３
相の正弦波に変調された電圧となる。
調回路にはＣおよびＦ、１０６の変調回路にはＥ
およびＢのそれぞれ120℃ずつ位相のずれたタイ
ミングが与えられ、３相の変調回路が構成されて
いる。図に示される主回路のトランジスタゲート
に信号を与えることにより、インバータ出力は３
相の正弦波に変調された電圧となる。
本発明の他の応用として、正弦波変調以外の波
形整形にも通用することができる。望ましい波形
の電圧時間積を予め設定し、電圧時間積を比較す
ることにより主回路スイツチをON−OFF制御し
て、望みの出力波形を得ることができる。
形整形にも通用することができる。望ましい波形
の電圧時間積を予め設定し、電圧時間積を比較す
ることにより主回路スイツチをON−OFF制御し
て、望みの出力波形を得ることができる。
本発明の最大の特長は従来のPWM制御に比べ
て非常に制御回路の構成の簡単になることであ
る。また変調の手法が電圧時間積を比較する方式
であるため、出力周波数に応じて最も適切な変調
が行なわれる。変調波形の精度を上げるためには
クロツク周波数を高くし、サンプリング周期を小
さくすることで可能になり、精度を向上させるた
めに制御回路が複雑になることはない。さらに、
制御回路の構成は、関数発生器としてROM（リ
ードオンリーメモリー）などを用いることによ
り、全てデジタル回路で行なうことができ、制御
のあいまいさがなく確度の高い制御が可能であ
る。
て非常に制御回路の構成の簡単になることであ
る。また変調の手法が電圧時間積を比較する方式
であるため、出力周波数に応じて最も適切な変調
が行なわれる。変調波形の精度を上げるためには
クロツク周波数を高くし、サンプリング周期を小
さくすることで可能になり、精度を向上させるた
めに制御回路が複雑になることはない。さらに、
制御回路の構成は、関数発生器としてROM（リ
ードオンリーメモリー）などを用いることによ
り、全てデジタル回路で行なうことができ、制御
のあいまいさがなく確度の高い制御が可能であ
る。
以上述べたように、本発明による電圧形インバ
ータは従来のそれぞれに比べて、制御性能と信頼
性を向上させ、コストの低減を容易に実現するも
のである。
ータは従来のそれぞれに比べて、制御性能と信頼
性を向上させ、コストの低減を容易に実現するも
のである。
第１図は従来のパルス幅変調制御を説明するた
めの波形図、第２図はＶ／ｆ一定の場合の正弦波
電圧と周波数の関係を示す波形図、第３図は本発
明の一実施例を示す単相インバータの回路構成
図、第４図は本発明によるパルス幅変調制御を説
明するための波形図、第５図は典形的なトランジ
スタスイツチによる３相電圧形インバータの主回
路図、第６図は本発明の一実施例を示す３相イン
バータの制御回路の構成図、第７図は第６図の単
相のパルス幅変調制御回路の詳細を示す回路図で
ある。 １……Ｖ／Ｆ変換器、２……カウンタ、３……
信号発生器、４……フリツプフロツプ、５……関
数発生器、６……カウンタ、７……比較器、８，
９，１０……ANDゲート、１１，１２……非反
転増幅器、１３，１４……反転増幅器、T11，
T12，T21，T22……トランジスタ、D11，D12，
D21，D22……ダイオード、Ed……直流電圧源、
Z1……単相負荷、T11，T12，T21，T22，T31，
T32……トランジスタ、D11，D12，D21，D22，
D31，D32……ダイオード、Ed……直流電圧源、
Z3……３相負荷、１０１……Ｖ／Ｆ変換器、１０
２……カウンタ、１０３……６ステツプリングカ
ウンタ、１０４〜１０６……単相のPWM制御回
路、１１１〜１１３……非反転増幅器、１１４〜
１１６……反転増幅器、１２１……リセツトパル
ス発生器、１２２……カウンタ、１２３……関数
発生器、１２４……カウンタ、１２５……比較
器、１２６……フリツプフロツプ、１２７，１３
２……ORゲート、１２８，１３０……ANDゲー
ト、１３１……信号反転器。
めの波形図、第２図はＶ／ｆ一定の場合の正弦波
電圧と周波数の関係を示す波形図、第３図は本発
明の一実施例を示す単相インバータの回路構成
図、第４図は本発明によるパルス幅変調制御を説
明するための波形図、第５図は典形的なトランジ
スタスイツチによる３相電圧形インバータの主回
路図、第６図は本発明の一実施例を示す３相イン
バータの制御回路の構成図、第７図は第６図の単
相のパルス幅変調制御回路の詳細を示す回路図で
ある。 １……Ｖ／Ｆ変換器、２……カウンタ、３……
信号発生器、４……フリツプフロツプ、５……関
数発生器、６……カウンタ、７……比較器、８，
９，１０……ANDゲート、１１，１２……非反
転増幅器、１３，１４……反転増幅器、T11，
T12，T21，T22……トランジスタ、D11，D12，
D21，D22……ダイオード、Ed……直流電圧源、
Z1……単相負荷、T11，T12，T21，T22，T31，
T32……トランジスタ、D11，D12，D21，D22，
D31，D32……ダイオード、Ed……直流電圧源、
Z3……３相負荷、１０１……Ｖ／Ｆ変換器、１０
２……カウンタ、１０３……６ステツプリングカ
ウンタ、１０４〜１０６……単相のPWM制御回
路、１１１〜１１３……非反転増幅器、１１４〜
１１６……反転増幅器、１２１……リセツトパル
ス発生器、１２２……カウンタ、１２３……関数
発生器、１２４……カウンタ、１２５……比較
器、１２６……フリツプフロツプ、１２７，１３
２……ORゲート、１２８，１３０……ANDゲー
ト、１３１……信号反転器。
Claims (1)
- １ スイツチをON−OFFすることにより直流電
圧源から交流電圧を得る電圧形インバータにおい
て、その出力の制御手段として、出力周波数の電
気角に応じて所望の出力電圧波形の積分値に比例
した信号を出力する関数発生器と、スイツチが
ONの期間その時間を積算する時間積算器を設
け、一定の時間ごとに前記関数発生器の出力信号
と前記時間積算器の内容を比較してスイツチの
ONまたはOFFを決定するパルス幅変調法を適用
した電圧形インバータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP751780A JPS56107788A (en) | 1980-01-25 | 1980-01-25 | Voltage inverter |
| US06/222,626 US4325112A (en) | 1980-01-25 | 1981-01-05 | Counter controlled pulse width modulated inverter |
| DE19813101102 DE3101102A1 (de) | 1980-01-25 | 1981-01-15 | Wechselrichter |
| CH455/81A CH654153A5 (de) | 1980-01-25 | 1981-01-23 | Elektrischer umformer. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP751780A JPS56107788A (en) | 1980-01-25 | 1980-01-25 | Voltage inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56107788A JPS56107788A (en) | 1981-08-26 |
| JPS6115669B2 true JPS6115669B2 (ja) | 1986-04-25 |
Family
ID=11667958
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP751780A Granted JPS56107788A (en) | 1980-01-25 | 1980-01-25 | Voltage inverter |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4325112A (ja) |
| JP (1) | JPS56107788A (ja) |
| CH (1) | CH654153A5 (ja) |
| DE (1) | DE3101102A1 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4511956A (en) * | 1981-11-30 | 1985-04-16 | Park-Ohio Industries, Inc. | Power inverter using separate starting inverter |
| US4370703A (en) * | 1981-07-20 | 1983-01-25 | Park-Ohio Industries, Inc. | Solid state frequency converter |
| US4385348A (en) * | 1981-08-14 | 1983-05-24 | Park-Ohio Industries, Inc. | Inverter with improved power factor control |
| JPS5839274A (ja) * | 1981-08-31 | 1983-03-07 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | ゲ−ト信号発生方式 |
| US4507722A (en) * | 1981-11-30 | 1985-03-26 | Park-Ohio Industries, Inc. | Method and apparatus for controlling the power factor of a resonant inverter |
| JPH0634587B2 (ja) * | 1982-05-06 | 1994-05-02 | 株式会社東芝 | 電圧形インバータ装置 |
| DE3225033A1 (de) * | 1982-07-05 | 1984-01-12 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Digitaler steuersatz fuer pulswechselrichter |
| CA2380705A1 (en) * | 1999-03-29 | 2000-10-05 | Zahid Ansari | Method and apparatus for providing pulse width modulation |
| JP2001278577A (ja) * | 2000-01-27 | 2001-10-10 | Nishiki:Kk | 重量機器のバランサー付き吊り方法及び装置 |
| EP1137162B1 (en) * | 2000-03-23 | 2005-02-16 | STMicroelectronics S.r.l. | Analog/digital PWM control circuit of a winding |
| TWI220332B (en) * | 2003-06-26 | 2004-08-11 | Delta Electronics Inc | Driving circuit for switches of direct current fan motor |
| US7049771B2 (en) * | 2004-01-27 | 2006-05-23 | Nippon Yusoki Co., Ltd. | Multi-phase carrier signal generator and multi-phase carrier signal generation method |
| US7049778B2 (en) * | 2004-02-09 | 2006-05-23 | Nippon Yusoki Co., Ltd. | Inverter control apparatus and inverter control method |
| US6965339B2 (en) * | 2004-04-07 | 2005-11-15 | Motorola, Inc. | Method and system for analog to digital conversion using digital pulse width modulation (PWM) |
| AU2005253489A1 (en) * | 2004-06-14 | 2005-12-22 | Young-Chang Cho | Method for switching low-power using AC and system for performing the same and power supply for using the system |
| US7434744B2 (en) * | 2005-12-12 | 2008-10-14 | Emerson Electric Co. | Low voltage power line communication for climate control system |
| US7948222B2 (en) | 2009-02-05 | 2011-05-24 | Advanced Micro Devices, Inc. | Asymmetric topology to boost low load efficiency in multi-phase switch-mode power conversion |
| JP6915687B2 (ja) * | 2017-06-28 | 2021-08-04 | 富士通株式会社 | 駆動制御装置、電子機器、及び駆動制御方法 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3538420A (en) * | 1968-12-09 | 1970-11-03 | Eaton Yale & Towne | Inverter |
| US3649902A (en) * | 1970-06-15 | 1972-03-14 | Gen Electric | Dc to ac inverter for producing a sine-wave output by pulse width modulation |
| DE2323826C3 (de) * | 1973-05-11 | 1984-07-26 | Brown, Boveri & Cie Ag, 6800 Mannheim | Steuereinrichtung für eine ein- oder mehrphasige Wechselrichteranordnung |
| GB1504313A (en) * | 1974-03-11 | 1978-03-15 | Nippon Telegraph & Telephone | Inverter controlling device |
| US4099109A (en) * | 1976-10-01 | 1978-07-04 | Westinghouse Electric Corp. | Digital apparatus for synthesizing pulse width modulated waveforms and digital pulse width modulated control system |
| US4153930A (en) * | 1977-10-20 | 1979-05-08 | United Technologies Corporation | Balanced control waveform for reducing inverter harmonics |
| DE2823933A1 (de) * | 1978-05-29 | 1979-12-13 | Licentia Gmbh | Steuerung eines ein- oder mehrphasen- wechselrichters nach dem pulsverfahren |
-
1980
- 1980-01-25 JP JP751780A patent/JPS56107788A/ja active Granted
-
1981
- 1981-01-05 US US06/222,626 patent/US4325112A/en not_active Expired - Lifetime
- 1981-01-15 DE DE19813101102 patent/DE3101102A1/de active Granted
- 1981-01-23 CH CH455/81A patent/CH654153A5/de not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3101102A1 (de) | 1981-12-03 |
| DE3101102C2 (ja) | 1993-05-27 |
| US4325112A (en) | 1982-04-13 |
| CH654153A5 (de) | 1986-01-31 |
| JPS56107788A (en) | 1981-08-26 |
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