JPS61158068A - 光学式デイスク再生装置 - Google Patents
光学式デイスク再生装置Info
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- JPS61158068A JPS61158068A JP27619584A JP27619584A JPS61158068A JP S61158068 A JPS61158068 A JP S61158068A JP 27619584 A JP27619584 A JP 27619584A JP 27619584 A JP27619584 A JP 27619584A JP S61158068 A JPS61158068 A JP S61158068A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
この発明は例えばＣＤ（コンパクトディスク）、ＶＤ（
ビデオディスク）等の光学式ディスクを再生する光学式
ディスク再生装置に係り、特に低電圧化に伴って生じる
光学式ピックアップの出力電流のばらつきに対してＲＦ
倍信号振幅が一定となるようにレーザ出力を制御するも
のに関する。
ビデオディスク）等の光学式ディスクを再生する光学式
ディスク再生装置に係り、特に低電圧化に伴って生じる
光学式ピックアップの出力電流のばらつきに対してＲＦ
倍信号振幅が一定となるようにレーザ出力を制御するも
のに関する。
［発明の技術的背景とその問題点コ
従来より、例えばＣＤ方式の光学式ディスク再生装置（
以下ＣＤ再生装置と称する）にあっては、レーザ光をデ
ィスクの一方面に照射し、そのディスク面に形成されて
いるビットの有無に応じて変化を受けた反射光を受光す
る光学式ピックアップを用いてディスクに記録された情
報信号を読取るようになされており、この光学式ピック
アップの上記反射光を受光するフォトディテクタに多分
割式のものが用いられる場合、第４図に示すようなＲＦ
信号増幅回路を用いて上記ビットの有無に対応したＲＦ
信号を取出している。
以下ＣＤ再生装置と称する）にあっては、レーザ光をデ
ィスクの一方面に照射し、そのディスク面に形成されて
いるビットの有無に応じて変化を受けた反射光を受光す
る光学式ピックアップを用いてディスクに記録された情
報信号を読取るようになされており、この光学式ピック
アップの上記反射光を受光するフォトディテクタに多分
割式のものが用いられる場合、第４図に示すようなＲＦ
信号増幅回路を用いて上記ビットの有無に対応したＲＦ
信号を取出している。
すなわち、第４図中符号１１は光学式ピックアップ内の
４分割フォトディテクタで、このディテクタ１１の各受
光領ｈ！！Ａ−ＤのうちＡ及びＣで光電変換して取出さ
れた信号を電流加算された後、第１の電流電圧（１−Ｖ
）変換回路１２ａで第１の電圧信号−ｖｌに変換され、
Ｂ及びＤで光電変換して取出された信号は同様に電流加
算された後、第２のＩ−Ｖ変換回路１２ｂで第２の電圧
信号−■２に変換される。これらの電圧信号−Ｖｌ、−
Ｖ２は、ここでは図示しないが減算されてフォーカスエ
ラー信号として取出されると共に、それぞれ抵抗Ｒ１〜
Ｒ３及びオペアンプＡ１よりなる加算回路１３で加算さ
れてビットの有無に対応したＲＦ信号Ｖｏｕｔとして取
出される。ここで、上記加算回路１３に供給される電源
電圧をＶｃｃ、基ＩＥ’！圧をＶ ｒｅｆとすると、上
記ＲＦ信号Ｖｏｕｔは、と表わせる。そして、その出力
波形は第６図（ａ）に示すようになり、全反射レベルで
最高値となる。
４分割フォトディテクタで、このディテクタ１１の各受
光領ｈ！！Ａ−ＤのうちＡ及びＣで光電変換して取出さ
れた信号を電流加算された後、第１の電流電圧（１−Ｖ
）変換回路１２ａで第１の電圧信号−ｖｌに変換され、
Ｂ及びＤで光電変換して取出された信号は同様に電流加
算された後、第２のＩ−Ｖ変換回路１２ｂで第２の電圧
信号−■２に変換される。これらの電圧信号−Ｖｌ、−
Ｖ２は、ここでは図示しないが減算されてフォーカスエ
ラー信号として取出されると共に、それぞれ抵抗Ｒ１〜
Ｒ３及びオペアンプＡ１よりなる加算回路１３で加算さ
れてビットの有無に対応したＲＦ信号Ｖｏｕｔとして取
出される。ここで、上記加算回路１３に供給される電源
電圧をＶｃｃ、基ＩＥ’！圧をＶ ｒｅｆとすると、上
記ＲＦ信号Ｖｏｕｔは、と表わせる。そして、その出力
波形は第６図（ａ）に示すようになり、全反射レベルで
最高値となる。
尚、上記ディテクタ１１の各受光ＩＮ域Ａ〜０から出力
される電流は一方向（図中矢印で示す方向）のみなので
、各ｔ−Ｖ変換回路１２ａ 、 １２ｂの出力電圧−Ｖ
ｌ 、−Ｖ２は基準電圧Ｖ ｒｅｆに対して下側、また
加算回路１３の出力電圧ｙｏｕｔは基準電圧Ｖｒｅｒに
対して上側のみしか振れない。
される電流は一方向（図中矢印で示す方向）のみなので
、各ｔ−Ｖ変換回路１２ａ 、 １２ｂの出力電圧−Ｖ
ｌ 、−Ｖ２は基準電圧Ｖ ｒｅｆに対して下側、また
加算回路１３の出力電圧ｙｏｕｔは基準電圧Ｖｒｅｒに
対して上側のみしか振れない。
ところで、以上のような従来の光学式ディスク再生装置
のＲＦ信号増幅回路は、電源電圧Ｖｃｃが ゛高
い場合には問題ないが、ポータプルタイプの再生装置に
適用するために低電圧化を施す場合には次のような問題
が生じている。
のＲＦ信号増幅回路は、電源電圧Ｖｃｃが ゛高
い場合には問題ないが、ポータプルタイプの再生装置に
適用するために低電圧化を施す場合には次のような問題
が生じている。
（１）そのまま電ｔｍ電圧Ｖｃｃを下げると、ＲＦ信号
ｖｏｕｔが第６図（ｂ）に示すようにクリップしてしま
う。このクリップを防止するためにはゲインを下げなけ
ればならない。
ｖｏｕｔが第６図（ｂ）に示すようにクリップしてしま
う。このクリップを防止するためにはゲインを下げなけ
ればならない。
（２） （１１のようにゲインを下げると、次段のデ
ータスライス回路（ＥＦＭ信号生成回路）でうまくスラ
イス処理することができない。
ータスライス回路（ＥＦＭ信号生成回路）でうまくスラ
イス処理することができない。
以上のような問題を解決するために、従来より第５図に
示すようなＲＦ信号増幅回路が考えら机でいる。すなわ
ち、このＲＦ信号増幅回路では、前記加算回路１３のオ
ペアンプＡの反転入力１ｔｉ（−）をレベルシフト用電
流源ＩＯを介してＶＣＣ電源に接続し、前記抵抗Ｒ３に
代えて可変抵抗ＶＲ，，１を接続するようにしたもので
ある（以下この加算回路をレベルシフト加算回路と称す
る）。つまり、上記電流１１０よりオペアンプＡの反転
入力端（−）に電流（Ｏを供給し、第′６図（Ｃ）に示
すように出力ＤＣレベルを下側にレベルシフトすること
によって上記問題を解決することができる。
示すようなＲＦ信号増幅回路が考えら机でいる。すなわ
ち、このＲＦ信号増幅回路では、前記加算回路１３のオ
ペアンプＡの反転入力１ｔｉ（−）をレベルシフト用電
流源ＩＯを介してＶＣＣ電源に接続し、前記抵抗Ｒ３に
代えて可変抵抗ＶＲ，，１を接続するようにしたもので
ある（以下この加算回路をレベルシフト加算回路と称す
る）。つまり、上記電流１１０よりオペアンプＡの反転
入力端（−）に電流（Ｏを供給し、第′６図（Ｃ）に示
すように出力ＤＣレベルを下側にレベルシフトすること
によって上記問題を解決することができる。
そして、可変抵抗ＶＲ１の調整によりＲＦ信号振幅を一
定にすることができる。しかしながら、このＲＦ信号増
幅回路によって取出されるＲＦ信号Ｖｏｕｔは、可変抵
抗ＶＲＩの抵抗値をＲａとするで表わせるので、入力信
号が大きいとき可変抵抗ＶＲ１の抵抗１１［Ｒａを小さ
くすると、これに対応してレベルシフト最も小さくなっ
てしまうことになる。
定にすることができる。しかしながら、このＲＦ信号増
幅回路によって取出されるＲＦ信号Ｖｏｕｔは、可変抵
抗ＶＲＩの抵抗値をＲａとするで表わせるので、入力信
号が大きいとき可変抵抗ＶＲ１の抵抗１１［Ｒａを小さ
くすると、これに対応してレベルシフト最も小さくなっ
てしまうことになる。
［発明の目的１
この発明は上記のような問題を改善するためになされた
もので、駆動電圧を低電圧化しても光学式ピックアップ
のばらつきによってＲＦ信号出力が飽和することなくそ
の振幅レベルを一定に制Ｕし得る光学式ディスク再生装
置を提供することを目的とする。
もので、駆動電圧を低電圧化しても光学式ピックアップ
のばらつきによってＲＦ信号出力が飽和することなくそ
の振幅レベルを一定に制Ｕし得る光学式ディスク再生装
置を提供することを目的とする。
［発明の概要］
すなわち、この発明に係る光学式ディスク再生装置は、
レーザ素子の出力レベルを検出するモニタ素子と、この
モニタ素子の出力及び第１の基準電圧を比較してその差
電圧を取出す第１の比較回路と、所定周期のパルス信号
を生成し該パルス信号を前記差電圧に応じてパルス幅変
調する第１のパルス幅変調手段と、この第１のパルス幅
変調手段の出力パルスによりスイッチング制御されるス
イッチング素子を有し該スイッチング素子を介して得ら
れるパルス電圧を整流平滑して前記レーザ素子に駆動電
圧として供給するレーザ素子駆動回路と、光学式ピック
アップの出力のピークレベルを検出するピーク検波回路
と、このピーク検波回路の出力及び第２の基準電圧を比
較してその差電圧を取出す第２の比較回路と、この第２
の比較回路の出力に応じて前記第１の前記第１のパルス
幅変調手段の出力パルス幅を可変制御する第２のパルス
幅変調手段と、この第２のパルス幅変調手段を前記光学
式ピックアップの出力レベルが所定レベル以上となると
きのみ動作させる手段とを具備したことを特徴とするも
のである。
レーザ素子の出力レベルを検出するモニタ素子と、この
モニタ素子の出力及び第１の基準電圧を比較してその差
電圧を取出す第１の比較回路と、所定周期のパルス信号
を生成し該パルス信号を前記差電圧に応じてパルス幅変
調する第１のパルス幅変調手段と、この第１のパルス幅
変調手段の出力パルスによりスイッチング制御されるス
イッチング素子を有し該スイッチング素子を介して得ら
れるパルス電圧を整流平滑して前記レーザ素子に駆動電
圧として供給するレーザ素子駆動回路と、光学式ピック
アップの出力のピークレベルを検出するピーク検波回路
と、このピーク検波回路の出力及び第２の基準電圧を比
較してその差電圧を取出す第２の比較回路と、この第２
の比較回路の出力に応じて前記第１の前記第１のパルス
幅変調手段の出力パルス幅を可変制御する第２のパルス
幅変調手段と、この第２のパルス幅変調手段を前記光学
式ピックアップの出力レベルが所定レベル以上となると
きのみ動作させる手段とを具備したことを特徴とするも
のである。
［発明の実施例］
以下、第１図を参照してこの発明の一実施例を詳細に説
明する。
明する。
第１図はフォーカスサーボ回路、トラッキングサーボ回
路及びレーザ出力制御回路の低電力化のためにフォーカ
スエラー信号ＦＥ、トラッキングエラー信号ＴＥ及びレ
ーザ出力の誤差出力をパルス幅変ＤＩ （ＰＷＭ） ｔ
、、各アクチュエータ及びレーザダイオードＬＤをＰＷ
Ｍ−ＢＴＬ （バランスド・トランスフォーマレス）駆
動するようにした３ビ一ム方式のＣＤ再生装置にこの発
明を適用した場合の構成を示すもので、図中符号２１は
前記ビット列の中央に照射されるメインビームのディス
ク反射光を受光して光電変換する４分割メインディテク
タ、２２．２３はそれぞれ前記ビット列の両側に位置す
るように照射される２つのサブビームの反射光を受光し
て光電変換するサブディテクタであり、上記４分割メイ
ンディテクタ２１の各受光領域Ａ＝Ｄの出力のうちＡと
Ｃ，ＢとＤはそれぞれ電流加算された後、第１及び第２
のＩ−Ｖ変換回路２４１ 、２４２によって電圧信号に
変換される。この２つの電圧信号は第１の減算回路２５
１によって減算され、周知のフォーカスエラー信号ＦＥ
として取出されると共に、さらにレベルシフト加算回路
２６によって電圧加算され、ＲＦ信号として図示しない
データスライス回路（ＥＦＭ復調回路）に供給される。
路及びレーザ出力制御回路の低電力化のためにフォーカ
スエラー信号ＦＥ、トラッキングエラー信号ＴＥ及びレ
ーザ出力の誤差出力をパルス幅変ＤＩ （ＰＷＭ） ｔ
、、各アクチュエータ及びレーザダイオードＬＤをＰＷ
Ｍ−ＢＴＬ （バランスド・トランスフォーマレス）駆
動するようにした３ビ一ム方式のＣＤ再生装置にこの発
明を適用した場合の構成を示すもので、図中符号２１は
前記ビット列の中央に照射されるメインビームのディス
ク反射光を受光して光電変換する４分割メインディテク
タ、２２．２３はそれぞれ前記ビット列の両側に位置す
るように照射される２つのサブビームの反射光を受光し
て光電変換するサブディテクタであり、上記４分割メイ
ンディテクタ２１の各受光領域Ａ＝Ｄの出力のうちＡと
Ｃ，ＢとＤはそれぞれ電流加算された後、第１及び第２
のＩ−Ｖ変換回路２４１ 、２４２によって電圧信号に
変換される。この２つの電圧信号は第１の減算回路２５
１によって減算され、周知のフォーカスエラー信号ＦＥ
として取出されると共に、さらにレベルシフト加算回路
２６によって電圧加算され、ＲＦ信号として図示しない
データスライス回路（ＥＦＭ復調回路）に供給される。
一方、上記２つのサブディテクタ２２゜２３の各受光領
域Ｅ、Ｆの出力はそれぞれ第３及び第４のｔ−Ｖ変換回
路２４３ 、２４４によって減算され、周知のトラッキ
ングエラー信号ＴＥとして取出される。
域Ｅ、Ｆの出力はそれぞれ第３及び第４のｔ−Ｖ変換回
路２４３ 、２４４によって減算され、周知のトラッキ
ングエラー信号ＴＥとして取出される。
また、図中２７はレーザ出力制御回路で、このレーザ出
力制御回路２１はモニタダイオードＭＯ，可変抵抗ＶＲ
２及び抵抗Ｒ４よりなるモニタ電圧検出回路２７１、電
流源１１，１２、抵抗Ｒ５及びオペアンプＡ２よりなる
誤差電圧検出回路２１２、電流源１３．積分用コンデン
サＣ１、キャリア信号ＳＣによってスイッチング制御さ
れるスイッチＳ１、基準電圧源Ｅ１及びコンパレータＣ
ＭＰ１よりなるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号生成回路２
γ３、抵−抗Ｒ６〜Ｒ８，スイッチングトランジスタＱ
１、平滑用コンデンサＣ２、ダイオードＤ１、コイルＬ
１、平滑用コンデンサＣ３，Ｃ４及びレーザダイオード
ＬＤよりなるＬＤ駆動回路２７４で構成されている。
力制御回路２１はモニタダイオードＭＯ，可変抵抗ＶＲ
２及び抵抗Ｒ４よりなるモニタ電圧検出回路２７１、電
流源１１，１２、抵抗Ｒ５及びオペアンプＡ２よりなる
誤差電圧検出回路２１２、電流源１３．積分用コンデン
サＣ１、キャリア信号ＳＣによってスイッチング制御さ
れるスイッチＳ１、基準電圧源Ｅ１及びコンパレータＣ
ＭＰ１よりなるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号生成回路２
γ３、抵−抗Ｒ６〜Ｒ８，スイッチングトランジスタＱ
１、平滑用コンデンサＣ２、ダイオードＤ１、コイルＬ
１、平滑用コンデンサＣ３，Ｃ４及びレーザダイオード
ＬＤよりなるＬＤ駆動回路２７４で構成されている。
すなわち、このレーザ出力制御回路２７はレーザダイオ
ードＬＤのレーザ出力をモニタダイオードＭＤでモニタ
し、可変抵抗ＶＲから取出されるモニタ電圧ＶＭＤと抵
抗Ｒ５の出力端に現われる基準電圧■０との差電圧（誤
差電圧）を検出する。
ードＬＤのレーザ出力をモニタダイオードＭＤでモニタ
し、可変抵抗ＶＲから取出されるモニタ電圧ＶＭＤと抵
抗Ｒ５の出力端に現われる基準電圧■０との差電圧（誤
差電圧）を検出する。
そして、この誤差電圧に応じて電流源Ｉ３の電流量を可
変制御し、コンデンサＣ１の充電速度を変化させる。こ
こで、コンデンサＣ１はキャリア信号ＳＯのトリガ周期
に応じて放電されるため、コンパレータＣＭＰ１の反転
入力端（−）には鋸歯状波電圧信号Ｖ ｒａｍｐが供給
される。このため、コンパレータＣＭＰＩは鋸歯状波電
圧信号Ｖ ｒａｍｐと非反転入力端（＋）に供給される
基準電圧源Ｅ１の出力■１とを比較してパルス信号を出
力するようになる。したがって、上記電流源Ｉ３の出力
変化によりコンデンサＣ１の充電速度を変化させると、
コンパレータＣＭＰ１はパルス出力を誤差電圧検出回路
２１２の出力に応じてパルス幅変調（ＰＷＭ）するよう
になる。このＰＷＭ信号はＬＤ駆動回路２７４のスイッ
チングトランジスタＱ１をスイッチング制御する。ＬＤ
駆動回路２７４はトランジスタＱ１のスイッチング出力
を整流平滑してレーザダイオードＬＤに供給し、駆動す
る。
変制御し、コンデンサＣ１の充電速度を変化させる。こ
こで、コンデンサＣ１はキャリア信号ＳＯのトリガ周期
に応じて放電されるため、コンパレータＣＭＰ１の反転
入力端（−）には鋸歯状波電圧信号Ｖ ｒａｍｐが供給
される。このため、コンパレータＣＭＰＩは鋸歯状波電
圧信号Ｖ ｒａｍｐと非反転入力端（＋）に供給される
基準電圧源Ｅ１の出力■１とを比較してパルス信号を出
力するようになる。したがって、上記電流源Ｉ３の出力
変化によりコンデンサＣ１の充電速度を変化させると、
コンパレータＣＭＰ１はパルス出力を誤差電圧検出回路
２１２の出力に応じてパルス幅変調（ＰＷＭ）するよう
になる。このＰＷＭ信号はＬＤ駆動回路２７４のスイッ
チングトランジスタＱ１をスイッチング制御する。ＬＤ
駆動回路２７４はトランジスタＱ１のスイッチング出力
を整流平滑してレーザダイオードＬＤに供給し、駆動す
る。
これによって、レーザダイオードＬＤのレーザ出力はモ
ニタダイオードＭ［）の出力ＶＭＤと基準電圧Ｖ１とが
常に等しくなるように制御される。尚、上記レーザダイ
オードＬＤの駆動を停止させるには、キャリア信＠Ｓｃ
をＨ（ハイ）レベルに設定してスイッチＳ１をオン状態
にしておくだけでよい。
ニタダイオードＭ［）の出力ＶＭＤと基準電圧Ｖ１とが
常に等しくなるように制御される。尚、上記レーザダイ
オードＬＤの駆動を停止させるには、キャリア信＠Ｓｃ
をＨ（ハイ）レベルに設定してスイッチＳ１をオン状態
にしておくだけでよい。
そして、上記ＣＤ再生装置では、まず上記ＲＦ倍信号ピ
ーク検波回路２８に供給し、検波用コンデンサＣ５及び
放電用抵抗Ｒ９により設定される時定数に応じてピーク
検波する。その時定数はディスクの傷によりレーザ出力
が異常に増加するのを防止するため、傷によって生じる
ドロップアウトの時定数よりも十分長く設定する。そし
て、このピーク検波回路２８の出力Ｖｐを比較回路２９
のオペアンプＡ３に供給して基準電圧′ｒＡＥ２の出力
■２と比較し、その差電圧Ｖ２９を取出して上記電流源
Ｉ２の制御入力端に供給し、その電流量を可変制御する
ようになされている。 “ すなわち、上記誤差電圧検出回路２７２において基準電
圧■Ｏは電流源■１及びＩ２の合成電流７１−１２と抵
抗Ｒ５によって生成されるもので、ＶＯ−（１１−１２
）Ｒ５ で表わされる。上記電流源Ｉ２は前述したようにピーク
検波回路２８から出力されるＲＦ倍信号ピーク値Ｖｐと
ＲＦ信号基準電圧■２とを比較する比較回路２９の出力
Ｖ２９によって制御される補助電流源で、この電流＋１
１１２の出力を制御することによって誤差電圧検出回路
２１２の基準電圧■ＯがＲＦ倍信号ピーク値■ｐによっ
て制御されることになる。
ーク検波回路２８に供給し、検波用コンデンサＣ５及び
放電用抵抗Ｒ９により設定される時定数に応じてピーク
検波する。その時定数はディスクの傷によりレーザ出力
が異常に増加するのを防止するため、傷によって生じる
ドロップアウトの時定数よりも十分長く設定する。そし
て、このピーク検波回路２８の出力Ｖｐを比較回路２９
のオペアンプＡ３に供給して基準電圧′ｒＡＥ２の出力
■２と比較し、その差電圧Ｖ２９を取出して上記電流源
Ｉ２の制御入力端に供給し、その電流量を可変制御する
ようになされている。 “ すなわち、上記誤差電圧検出回路２７２において基準電
圧■Ｏは電流源■１及びＩ２の合成電流７１−１２と抵
抗Ｒ５によって生成されるもので、ＶＯ−（１１−１２
）Ｒ５ で表わされる。上記電流源Ｉ２は前述したようにピーク
検波回路２８から出力されるＲＦ倍信号ピーク値Ｖｐと
ＲＦ信号基準電圧■２とを比較する比較回路２９の出力
Ｖ２９によって制御される補助電流源で、この電流＋１
１１２の出力を制御することによって誤差電圧検出回路
２１２の基準電圧■ＯがＲＦ倍信号ピーク値■ｐによっ
て制御されることになる。
ここで、ＲＦ倍信号ピーク値ＶｒＪｌｆｉＲＦ信号基！
ｌ！電圧Ｖ２よりも高い場合、比較回路２９の出力Ｖ２
９は電流＋１ｉ１１２の出力を大きくするように制御す
る。その結果、誤差電圧検出回路２７２の基準電圧ｖＯ
が下がってＶＭＤ＞ＶＯとなるので、その差電圧により
ＰＷＭ信号生成回路２７３の電流源Ｉ３の出力は小さく
なる。したがって、コンパレータＣＭＰ１に供給される
鋸歯状波電圧信号Ｖ ｒａｍｐの傾きが小さくなり、コ
ンパレータ出力のＬレベルパルス幅が狭くなり、ＬＤ駆
動回路２７４のスイッチングトランジスタＱ１のオン期
間が短くなる。このため、レーザダイオードＬＤのレー
ザ出力が減少し、ＲＦ倍信号振幅（ピーク値）が下がる
。このように、通常のレーザ出力制御の他にＲＦ倍信号
ピーク値ＶｐとＲＦ信号基準電圧Ｖ２とが等しくなるよ
うに自動的にレーザダイオードＬＤのレーザ出力が制御
される。
ｌ！電圧Ｖ２よりも高い場合、比較回路２９の出力Ｖ２
９は電流＋１ｉ１１２の出力を大きくするように制御す
る。その結果、誤差電圧検出回路２７２の基準電圧ｖＯ
が下がってＶＭＤ＞ＶＯとなるので、その差電圧により
ＰＷＭ信号生成回路２７３の電流源Ｉ３の出力は小さく
なる。したがって、コンパレータＣＭＰ１に供給される
鋸歯状波電圧信号Ｖ ｒａｍｐの傾きが小さくなり、コ
ンパレータ出力のＬレベルパルス幅が狭くなり、ＬＤ駆
動回路２７４のスイッチングトランジスタＱ１のオン期
間が短くなる。このため、レーザダイオードＬＤのレー
ザ出力が減少し、ＲＦ倍信号振幅（ピーク値）が下がる
。このように、通常のレーザ出力制御の他にＲＦ倍信号
ピーク値ＶｐとＲＦ信号基準電圧Ｖ２とが等しくなるよ
うに自動的にレーザダイオードＬＤのレーザ出力が制御
される。
したがって、上記ようなＣＤ再生装置は、駆動電圧を低
電圧化した場合でも、光学式ピックアップのばらつきに
よってＲＦ倍信号出力が飽和する前にレーザ出力を押え
、その振幅レベルを一定に制御することができる。
電圧化した場合でも、光学式ピックアップのばらつきに
よってＲＦ倍信号出力が飽和する前にレーザ出力を押え
、その振幅レベルを一定に制御することができる。
尚、フォーカスサーチ状態でフォーカスサーボが入って
いない場合には、ＲＦ倍信号ピーク値が小さいためにＩ
２−０となってレーザ出力が最大となる。これがレーザ
ダイオードの寿命を短くする問題となる場合は、フォー
カスサーボの制御範囲に入っていることを検出するフォ
ーカスサーボオン信号（ＦＯＫ信号）を利用して、第２
図（ａ）〜（ｄ）に示すように誤差検出回路２７２の基
準電圧生成部を構成すればよい。すなわち、（ａ）図は
抵抗Ｒ５に対して電流源１４及びＦＯＫ信号がＨレベル
でオフ状態になるスイッチＳ２の直列回路を並列に接続
したもので、フォーカスが入っていない場合、 ＶＯ＝Ｒ５（［１−１２−１４） ＝Ｒ５（［１−Ｉ４） （１２＝Ｏ）となり、フォ
ーカスが入っている場合、ＶＯ＝Ｒ５（Ｉｔ −Ｉ２
） となる。（ｂ）図は抵抗Ｒ５に対して抵抗ＲＩＯ及びＦ
ＯＫ信号がＨレベルでオフ状態になるスイッチＳ３の直
列回路を並列に接続したもので、フォーカスが入ってい
ない場合、 ＶＯ＝Ｒ５／Ｒ１０・（１１−Ｉ２） ＝Ｒ５／Ｒ１０・（ＩＩ） （１２＝Ｏ）となり、
フォーカスが入っている場合、ＶＯ＝Ｒ５（１１−Ｉ２
） となる。（Ｃ）図は電流源１１に対して電流源Ｉ５及び
ＦＯＫ信号がＨレベルでオン状態になるスイッチＳ４の
直列回路を並列に接続したもので、フォーカスが入って
いない場合、 ＶＯ＝Ｒ５（１１１２） ＝Ｒ５・Ｎ （１２＝Ｏ） となり、フォーカスが入っている場合、ＶＯ＝Ｒ５（１
１＋１５−１２ ） となる。つまり、（ａ）図乃至（Ｃ）図のいずれの回路
もフォーカスが入っていない場合には基準電圧ＶＯを下
げてレーザ出力が大きくなりすぎることを、防止するこ
とができる。また、ＦＯＫ信号を用いずに、同図（ｄ）
に示すように上記ピーク検波回路２８の出力■ｐを利用
して制御するようにしてもよい。すなわち、（ｄ）図は
抵抗Ｒ５に対して電流源Ｉ４及び切換制御信号ＶｃがＨ
レベルでオフ状態になるスイッチＳ２の直列回路を並列
に接続しピーク検波回路２８の出力Ｖｐと基準電圧源Ｅ
３の出力Ｖ３とをコンパレータＣＭＰ２でレベル比較し
、このコンパレータＣＭＰ２の出力を切換制御信号ＳＣ
として上記スイッチＳ２の制御入力端に供給するように
したもので、ＲＦ倍信号ピーク値Ｖｐが基準電圧■３以
上となるときスイッチＳ２をオフ状態に設定するように
したものである。つまり、ＲＦ倍信号一定レベル以上あ
るときフォーカスが入っているとみなすことができる。
いない場合には、ＲＦ倍信号ピーク値が小さいためにＩ
２−０となってレーザ出力が最大となる。これがレーザ
ダイオードの寿命を短くする問題となる場合は、フォー
カスサーボの制御範囲に入っていることを検出するフォ
ーカスサーボオン信号（ＦＯＫ信号）を利用して、第２
図（ａ）〜（ｄ）に示すように誤差検出回路２７２の基
準電圧生成部を構成すればよい。すなわち、（ａ）図は
抵抗Ｒ５に対して電流源１４及びＦＯＫ信号がＨレベル
でオフ状態になるスイッチＳ２の直列回路を並列に接続
したもので、フォーカスが入っていない場合、 ＶＯ＝Ｒ５（［１−１２−１４） ＝Ｒ５（［１−Ｉ４） （１２＝Ｏ）となり、フォ
ーカスが入っている場合、ＶＯ＝Ｒ５（Ｉｔ −Ｉ２
） となる。（ｂ）図は抵抗Ｒ５に対して抵抗ＲＩＯ及びＦ
ＯＫ信号がＨレベルでオフ状態になるスイッチＳ３の直
列回路を並列に接続したもので、フォーカスが入ってい
ない場合、 ＶＯ＝Ｒ５／Ｒ１０・（１１−Ｉ２） ＝Ｒ５／Ｒ１０・（ＩＩ） （１２＝Ｏ）となり、
フォーカスが入っている場合、ＶＯ＝Ｒ５（１１−Ｉ２
） となる。（Ｃ）図は電流源１１に対して電流源Ｉ５及び
ＦＯＫ信号がＨレベルでオン状態になるスイッチＳ４の
直列回路を並列に接続したもので、フォーカスが入って
いない場合、 ＶＯ＝Ｒ５（１１１２） ＝Ｒ５・Ｎ （１２＝Ｏ） となり、フォーカスが入っている場合、ＶＯ＝Ｒ５（１
１＋１５−１２ ） となる。つまり、（ａ）図乃至（Ｃ）図のいずれの回路
もフォーカスが入っていない場合には基準電圧ＶＯを下
げてレーザ出力が大きくなりすぎることを、防止するこ
とができる。また、ＦＯＫ信号を用いずに、同図（ｄ）
に示すように上記ピーク検波回路２８の出力■ｐを利用
して制御するようにしてもよい。すなわち、（ｄ）図は
抵抗Ｒ５に対して電流源Ｉ４及び切換制御信号ＶｃがＨ
レベルでオフ状態になるスイッチＳ２の直列回路を並列
に接続しピーク検波回路２８の出力Ｖｐと基準電圧源Ｅ
３の出力Ｖ３とをコンパレータＣＭＰ２でレベル比較し
、このコンパレータＣＭＰ２の出力を切換制御信号ＳＣ
として上記スイッチＳ２の制御入力端に供給するように
したもので、ＲＦ倍信号ピーク値Ｖｐが基準電圧■３以
上となるときスイッチＳ２をオフ状態に設定するように
したものである。つまり、ＲＦ倍信号一定レベル以上あ
るときフォーカスが入っているとみなすことができる。
さらに、この発明に係るＣＤ再生装置は第３図に示すよ
うに構成してもよい。すなわちこのＣＤ再生装置は、Ｒ
Ｆ倍信号ピーク値を検波するのではなく、サブディテク
タ２２．２３の各受光領域Ｅ。
うに構成してもよい。すなわちこのＣＤ再生装置は、Ｒ
Ｆ倍信号ピーク値を検波するのではなく、サブディテク
タ２２．２３の各受光領域Ｅ。
Ｆで得られる信号をＩ−Ｖ変換回路２４３ 、２４４で
電圧信号に変換した後、レベルシフト加算回路３０で電
圧加算してサブビーム加算信号５ＢＡＤを生成し、この
サブビーム加算信号５ＢＡＤを上記ビ一り検波回路２８
に供給するようにしたもので、ピーク検波回路２８の時
定数はディスクの傷等によって生じるドロップアウトの
時定数よりも十分長い時定数に設定し、また比較回路２
９の基準電圧源Ｅ２の出力レベルをサブビーム加算信号
５ＢＡＤ用の基準レベルに設定する。つまり、上記サブ
ビーム加算信号５ＢＡＤは上記ＲＦ倍信号振幅にほぼ比
例すると考えられるので、そのピーク値を用いても同様
な効果を得ることができる。また、この発明は上記実施
例に限定されるものではなく、例えばレーザ出力制御回
路はＰＷＭ駆動方式でなく、誤差電圧に応じて直接レー
ザダイオードＬＤの駆動電流を制御するような通常のＬ
Ｄ出力制御回路でも、上記比較回路２９の出力Ｖ２９に
応じて上記レーザダイオードＬＤの駆動電流を制御する
ようにすれば、同様な効果が得られるものである。
電圧信号に変換した後、レベルシフト加算回路３０で電
圧加算してサブビーム加算信号５ＢＡＤを生成し、この
サブビーム加算信号５ＢＡＤを上記ビ一り検波回路２８
に供給するようにしたもので、ピーク検波回路２８の時
定数はディスクの傷等によって生じるドロップアウトの
時定数よりも十分長い時定数に設定し、また比較回路２
９の基準電圧源Ｅ２の出力レベルをサブビーム加算信号
５ＢＡＤ用の基準レベルに設定する。つまり、上記サブ
ビーム加算信号５ＢＡＤは上記ＲＦ倍信号振幅にほぼ比
例すると考えられるので、そのピーク値を用いても同様
な効果を得ることができる。また、この発明は上記実施
例に限定されるものではなく、例えばレーザ出力制御回
路はＰＷＭ駆動方式でなく、誤差電圧に応じて直接レー
ザダイオードＬＤの駆動電流を制御するような通常のＬ
Ｄ出力制御回路でも、上記比較回路２９の出力Ｖ２９に
応じて上記レーザダイオードＬＤの駆動電流を制御する
ようにすれば、同様な効果が得られるものである。
［発明の効果］
以上詳述したようにこの発明によれば、駆動電圧を低電
圧化しても光学式ピックアップのばらつきによってＲＦ
信号出力が飽和することなくその振幅レベルを一定に制
御し得る光学式ディスク再生装置を提供することができ
る。
圧化しても光学式ピックアップのばらつきによってＲＦ
信号出力が飽和することなくその振幅レベルを一定に制
御し得る光学式ディスク再生装置を提供することができ
る。
第１図はこの発明に係る光学式ディスク再生装置の一実
施例を示すブロック回路構成図、第２図及び第３図はそ
れぞれこの発明に係る他の実施例を示すブロック回路構
成図、第４図乃至第６図はそれぞれ光学式ディスク再生
装置のＲＦ信号検出手段を説明するためのブロック回路
図及びＲＦ信号出力波形図である。 ２１・・・４分割メインディテクタ、２２．２３・・・
サブディテクタ、２４１〜２４４・・・Ｉ−Ｖ変換回路
、２５１゜２５２・・・減算回路、２６・・・レベルシ
フト加算回路、２７・・・レーザ出力制御回路、２７１
・・・モニタ電圧検出回路、２７２・・・誤差電圧検出
回路、２７３・・・ＰＷＭ信号生成回路、２７４・・・
ＬＤ駆動回路、２８・・・ピーク検出回路、２９・・・
比較回路、ＭＤ・・・モニタダイオード、ＬＤ・・・レ
ーザダイオード、ＦＥ・・・フォーカスエラー信号、Ｔ
Ｅ・・・トラッキングエラー信号、ＳＣ・・・キャリア
信号。 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図
施例を示すブロック回路構成図、第２図及び第３図はそ
れぞれこの発明に係る他の実施例を示すブロック回路構
成図、第４図乃至第６図はそれぞれ光学式ディスク再生
装置のＲＦ信号検出手段を説明するためのブロック回路
図及びＲＦ信号出力波形図である。 ２１・・・４分割メインディテクタ、２２．２３・・・
サブディテクタ、２４１〜２４４・・・Ｉ−Ｖ変換回路
、２５１゜２５２・・・減算回路、２６・・・レベルシ
フト加算回路、２７・・・レーザ出力制御回路、２７１
・・・モニタ電圧検出回路、２７２・・・誤差電圧検出
回路、２７３・・・ＰＷＭ信号生成回路、２７４・・・
ＬＤ駆動回路、２８・・・ピーク検出回路、２９・・・
比較回路、ＭＤ・・・モニタダイオード、ＬＤ・・・レ
ーザダイオード、ＦＥ・・・フォーカスエラー信号、Ｔ
Ｅ・・・トラッキングエラー信号、ＳＣ・・・キャリア
信号。 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図
Claims (1)
- 情報信号が記録された光学式ディスクに対し、光学式ピ
ックアップを用いてレーザ素子から放射されるレーザ光
を照射しその反射光を受光することにより前記情報信号
を読み出す光学式ディスク再生装置において、前記レー
ザ素子の出力レベルを検出するモニタ素子と、このモニ
タ素子の出力及び第１の基準電圧を比較してその差電圧
を取出す第１の比較回路と、所定周期のパルス信号を生
成し該パルス信号を前記差電圧に応じてパルス幅変調す
る第１のパルス幅変調手段と、この第１のパルス幅変調
手段の出力パルスによりスイッチング制御されるスイッ
チング素子を有し該スイッチング素子を介して得られる
パルス電圧を整流平滑して前記レーザ素子に駆動電圧と
して供給するレーザ素子駆動回路と、前記光学式ピック
アップの出力のピークレベルを検出するピーク検波回路
と、このピーク検波回路の出力及び第２の基準電圧を比
較してその差電圧を取出す第２の比較回路と、この第２
の比較回路の出力に応じて前記第１の前記第１のパルス
幅変調手段の出力パルス幅を可変制御する第２のパルス
幅変調手段と、この第２のパルス幅変調手段を前記光学
式ピックアップの出力レベルが所定レベル以上となると
きのみ動作させる手段とを具備したことを特徴とする光
学式ディスク再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27619584A JPS61158068A (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 光学式デイスク再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27619584A JPS61158068A (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 光学式デイスク再生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61158068A true JPS61158068A (ja) | 1986-07-17 |
Family
ID=17566019
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27619584A Pending JPS61158068A (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 光学式デイスク再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61158068A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05204470A (ja) * | 1992-01-30 | 1993-08-13 | Fujitsu Ltd | 電子デバイスの駆動回路 |
-
1984
- 1984-12-28 JP JP27619584A patent/JPS61158068A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05204470A (ja) * | 1992-01-30 | 1993-08-13 | Fujitsu Ltd | 電子デバイスの駆動回路 |
| EP0553867A3 (en) * | 1992-01-30 | 1994-04-13 | Fujitsu Ltd | Drive circuit for electronic device |
| US5604759A (en) * | 1992-01-30 | 1997-02-18 | Fujitsu Limited | Drive circuit for electronic device |
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