JPS6117383B2

JPS6117383B2 -

Info

Publication number: JPS6117383B2
Application number: JP53056675A
Authority: JP
Inventors: Kunihiro Yamada
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1978-05-15
Filing date: 1978-05-15
Publication date: 1986-05-07
Also published as: JPS54148414A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は、デイジタル信号機におけるタイミ
ング情報再生方式に関するものである。更に詳し
く述べると、例えばFSKモード（周波数シフ
ト・キイイング・モード）のデイジタル通信など
では、デイジタル信号の時系列が伝送されるだけ
であり、受信側で該信号の時系列を正しく検出す
るためには、該時系列を構成する各符号を正しく
サンプリングするためのタイミング情報を別途つ
くつてやらなければならない。この発明は、この
ようなタイミング情報を受信してデイジタル信号
から再生するための方式に関するものである。

さて、受信側でタイミング情報を得る従来技術
の幾つかを次に説明する。その一つは、パイロツ
ト・トーン信号を用いる方式である。普通、電話
回線を通してデータ伝送をおこなう場合、搬送波
に対して何らかに変調をほどこすことによりデー
タを乗せるが、このために要する周波数帯域外の
空いた周波数帯にパイロツト・トーン信号を乗せ
て送り、受信側ではこのパイロツト・トーン信号
から受信データをサンプリングするためのタイミ
ング情報を得る方式である。しかし、この方式で
は、変調方式や伝送方式が或る程度限定されると
いう難点があり、またパイロツト・トーン信号を
使用しない方式に対しては当然のことながら適用
できないので、一般的な方式ということはできな
い。

次に第２の方式として零交叉法が知られてい
る。この方式では、受信々号（但しベースハンド
信号を考える）が零交叉する時点を直接求める
か、または受信々号を波形整形した後、得られる
２値信号の変化時点を直接求め、これらにより、
タイミング信号を発生する局部発振器の発振周波
数の位相を調整して受信データのボー・タイミン
グに同期させる方式である。しかし、この方式で
は、受信々号の零交叉の時点を直接求めるために
アナログ信号を扱わなければならず、すべてをデ
イジタル処理化することができない。また波形整
形後、得られる２値信号の変化時点を直接求せる
方式では、変化時点を求めるため信号波形の微分
操作が必要になる。またデイジタル的なサンプリ
ング操作により変化時点を求めようとすると、サ
ンプリング周波数を充分高くとらなければならな
い。そして、例えば光フアイバ通信の如き超高速
度で信号を伝送する場合、零交叉の時間的位置と
サンプリング時点との時間々係を直接求めるのが
困難になる。また、電話回線を使つてFSKモデ
ムにより変復調される信号を伝送する低速度伝送
の場合でも、ボー・タイミング情報を得るために
は、受信々号をボー・レートよりも充分高い周波
数でサンプルしなければならず、その処理をマイ
クロコンピユータにより全デイジタル的におこな
うとすると、そのためのマイクロコンピユータの
オーバヘツドが大きくなりすぎて、受信以外の処
理能力がなくなることも考えられる。例えば、伝
送速度が600ボーとし、１ボー当り16回のサンプ
リングをおこなうものとすると、１サンプリング
当り、１／（600×16）≒104×10^-6秒の範囲内で
処理することが必要になり、これでは、マイクロ
コンピユータをもつてしても、その処理が下可能
になる場合も出てくる。

第３の方式は、次乗回路と狭帯域フイルタを用
いる方式であるが、第１図は、かかる従来方式を
示すブロツク図であり、第２図はその動作時の各
部信号波形のタイムチヤートを示し、第３図は第
１図の方式の変形を示す。これらの図において、
１は次乗回路、２はフイルタ、３は90゜移相器、
４はリミツタ、５はプレフイルタ、６は全波整流
器、を示す。

第１図および第２図を参照する。先ずベースバ
ンド信号の受信々号Ａは、次乗回路１を通すこと
により、その次乗出力Ｂを得る。次に、出力信号
Ｂを、受信々号のボー・レート（１／Tb）に相
当した周波数で共振する、Ｑの高に狭帯域フイル
タ２を通して出力信号Ｃを得、これを移相器３に
て90゜移相して信号Ｄとした後、さらにリミツタ
４を通して、タイミング信号Ｅを得る。この方式
の変形として、第３図に示すように、受信々号を
ボー・レートの半分の周波数（1/2Tb）で共振す
るプレフイルタ５を通した後、全波整流器６にて
全波整流し、以後、フイルタ２、90゜移相器３、
リミツタ４を通してタイミング信号を得る方式も
ある、しかし、これらの方式では、使用する狭帯
域フイルタが、Ｑが高く、ボー・レートの周波数
に正しく同調した狭帯域フイルタであることを要
し、若しＱが低すぎると、再生されたタイミング
信号はジツタの多いものになつてしまう。また狭
帯域フイルタにおいて正確な同調がとれていない
場合には、再生されたタイミング信号の位相にオ
フセツトを生じ、位相誤差が生じる。そこで、こ
のようなＱが高く、所定周波数に正しく同調した
フイルタをアナログ回路で実現しようとすると、
高精度、高安定度の部品およびその組立が要求さ
れ、またデイジタル・フイルタの形で実現しよう
とすると、多くの演算回路を要求され、何れにし
ても高価格になることを免れない。

この発明は、上述のような従来方式のもつ難点
をそれぞれ克服するためになされたものであり、
従つてこの発明の目的は、一般的に使用でき、デ
イジタル的な処理により、しかも低いサンプリン
グ周波数のもとで、比較的安価に受信デイジタル
信号からそのサンプリングのためのタイミング情
報を再生する一つの新規な方式を提供することに
ある。

次にこの発明の動作原理を説明する。第４図は
この発明の原理を説明するための図で、受信デー
タとそのサンプリング位相との関係を示し、ａは
正しい場合、ｂは進んでいる場合、ｃは遅れてい
る場合、を示す。

第４図を参照する。今、受信データの時系列を
構成する各符号が時間Tbごとに送信されてくる
ものとする。その符号の一つを時間幅がTbの方
形波パルスＰで表わし、そのサンプリング時点の
遅れ、進みの関係を説明する。第４図において、
受信データのサンプリング時点ｔを次のように定
めたものとする。

ｔ＝iTb（但しｉ＝０，±１，±２，……）第４
図ａにおいて、パルスＰに対するサンプリング時
点は、上記の式によりｔ＝０の時点であるが、こ
のサンプリング時点は、パルスＰの丁度中央に位
置するので、サンプリングのための正しい位相に
あると云える。これに対し、第４図ｂにおいて
は、パルスＰの位相が、第４図ａに比し、相対的
に時間τだけ遅れている。そのため、サンプリン
グ時点（ｔ＝０）は、パルスＰの中央よりτだけ
進んでいる。第４図ｃにおいては、パルスＰの位
相が第４図ａに比較し、時間τだけ進んでいるの
で、サンプリング時点（ｔ＝０）は、パルスＰの
中央よりτだけ遅れている。以上の通りであるか
ら、第４図ａにおいて、縦軸の量を、横軸である
時間ｔの関数として、ｘ（ｔ）で表現するものと
すると、第４図ｂにおいては、縦軸の量はｘ（ｔ
−｜τ｜）で表わされ、第４図ｃにおいては縦軸
の量はｘ（ｔ−｜τ｜）で表わされる。

さて、第４図において、パルスＰをサンプリン
グする時点（ｔ＝０）が、パルスＰの中央に一致
している場合は勿論のこと、第４図ｂ，ｃにみら
れる如く、パルスＰの中央位置から時間τだけず
れていても、｜τ｜＜Tb／２の関係を満足する
限に、パルスＰをサンプリングすることは可能な
はずである。しかし実際には、伝送データは、そ
の伝送途中において伝送歪や、ノイズや、或はジ
ツタ等の影響を必ず受けるものであり、従つて受
信データについては、その符号パルスの中央位置
でサンプリングするのが良く、サンプリング位置
がパルス中央位置からずれるほど、サンプリング
誤りの可能性が強くなる。つまり、正しいサンプ
リングをおこなうためには、｜τ｜≪Tb／２の
関係が満足されなければならない。このような理
由で、パルス符号に対するサンプリング時点が該
パルスの中央位置から進んでいるか遅れているか
を判断し、それによりサンプリング時点を正しい
位置へ修正することが必要になる。換言すると、
サンプリングのためのタイミング情報の位相を、
受信データであるパルス符号の中央の位相と一致
させることが必要な訳である。

ところで、データ・サンプリング時点が、パル
ス符号の中央位置に対し遅れているのか、進んで
いるのかをどうやつて判断するのか、その点を次
に説明する。受信したデータ・パルスに対して、
例えば、受信データのボー・レートの２倍の速度
に対応する時間々隔であるTb／２ごとに、受信
データをサンプルし、隣接した２個のサンプル値
を相互に比較することにより、位相の遅れ、進み
を推定できる。かかる２個のサンプル値のとり得
る関係は次の３通りである。

(i) ｘ（t₀−Ｔｂ／２＋τ）＝ｘ（t₀＋τ） …(1) またはｘ（t₀＋τ）＝ｘ（t₀＋Ｔｂ／２＋τ） …（1′） (ii) ｘ（t₀−Ｔｂ／２＋τ）≠ｘ（t₀＋τ） …(2) (iii) ｘ（t₀＋τ）≠ｘ（t₀＋Ｔｂ／２＋τ） …(3) 但し t₀＝iTb（ｉ＝０，±１，±２，……）以上、３通りの場合について吟味するに、 (i) 時間々隔Ｔｂ／２を隔てて隣接したサンプル値が等しい場合で、このことからはτの進み、遅れは
推定できない。

(ii) この場合は、パルス符号に対するサンプル時
点が該パルス符号の中央位置より進んでおり、
τ＜０区推定される。

(iii) この場合は、パルス符号に対するサンプル時
点が該パルス符号の中央位置より遅れており、
τ＞０と推定される。

従つて、パルス符号のサンプル時点の位相誤差
τを零に近ずけるためには、上記(ii)の場合には、
サンプル時点の位相を遅らせるか、サンプリング
用タイミングパルスの繰り返し周波数を下げれば
よい。また上記(iii)の場合は、サンプル時点の位相
を進めるか、サンプリング用タイミングパルスの
繰り返し周波数を上げればよい。このような位相
または周波数の訟御方法としては、サンプリング
用タイミングパルス発振器をPLL（Phase
Locked Loop）に組込んで、受信データパルス
の伝送周期および伝送位相に追従させる方法があ
る。

第５図は、この発明の一実施例を示すブロツク
図である。第５図において、DLは遅延回路、Ｅ
は排他的オアゲート、D₁とD₂はそれぞれＤ型の
フリツプフロツプ、INVインバータ、VCOは可変
周波数または可変位相の電圧制御発振器、を示
す。

第５図を参照する。２値の受信データ信号SSX
が到来すると（なお、受信々号の波形整形回路な
どは省略してある）、該信号SSXは遅延回路DLの
入力側と排他的オアゲートＥの一方の入力側で印
加される。遅延回路DLにおける遅延時間は、例
えば受信データの到来間隔時間Tbの1/2の時間、
つまり1/2Tb時間とする。従つて、排他的オアゲ
ートＥは、現在受信中の受信データと、現在より
1/2Tb時間だけ過去のデータ信号とを比較し、不
一致ならば、その出力信号SEが論理１の信号に
なる。一方、電圧制御発振器VCOは、変可周波
数または可変位相の発振器であつて、その中心周
波数は、受信データ信号SSXのボー・レート
（１／Tb）に当る周波数に設定されており、その
FAST端子に論理１信号が入力されると、発振周
波数が上がり、または発振位相が進み、SLOW端
子に入力された場合は、発振周波数が下がり、ま
たは発振位相が遅れるようになつている。Ｄ型フ
リツプフロツプD₁は、発振器VCOの出力信号
SVCOをクロック入力端子Ｃに受け、その立ち上
りエツジでトリガされて、排他的オアゲートＥの
出力信号SEの論理値をセツトされる。またフリ
ツプフロツプD₂は、発振器VCOの出力信号
SVCOをインバータINVを介してそのクロツク入
力端子Ｃに受け、従つて発振器VCOの出力信号
SVCOの立ち上りエツジでトリガされて、排他的
オアゲートＥの出力信号SEの論理値をセツトさ
れる。なお、発振器VCOの出力信号SVCOが受信
データのサンプリング用クロツク信号として用い
られるものである。すなわち、この実施例の回路
が正しく動作すれば、クロツク信号SVCOの立ち
上りエツジで受信データ信号SSXをサンプルする
ことにより、サンプルエラーの量も少ない信号検
出がなされる筈である。

さて、発振器VCOの出力信号SVCOの立ち上り
エツジで、排他的オアゲートＥの出力信号SEを
フリツプフロツプD₁にセツトし、上記信号SVCO
の立ち上りエツジで、信号SEをフリツプフロツ
プD₂にセツトする訳であるが、このことを数式
的に表現して吟味すれば次の如くなる。

() 発振器の出力信号SVCOが立ち上つた直後
では、 SSX＝ｘ（t₀＋τ） SDL＝ｘ（t₀−Ｔｂ／２＋τ）但し、t₀＝iTb（ｉ＝０，±１，±２，……）となり、前述した式(2)が適用できる。つまり、排
他的オアゲートＥの出力信号SEが論理１であつ
て、SSX≠SDLということがあれば、受信データ
信号SSXに対するサンプリング位相誤差τは、τ
＜０であつてサンプリング位相は進んでいること
が推定される。従つて、このときは、第５図にお
いて、フリツプフロツプD₁に、排他的オアゲー
トＥの出力信号SEの論理１がセツトされるの
で、該フリツプフロツプD₁のＱ出力であるSD₁信
号が論理１となつて発振器VCOのSLOW端子に
入力され、該発振器の発振周波数を下げるか、ま
たは発振位相を遅らせることにより、サンプリン
グ位相誤差τをより一層零に近ずける。

() 発振器の出力信号SVCOが立ち下つた直後
では、 SSX＝ｘ（t₀＋Ｔｂ／２＋τ） SDL＝ｘ（t₀＋τ）となり、前述した式(3)が適用できる。つまり、排
他的オアゲートＥの出力信号SEが論理１であつ
て、SSX≠SLDということであれば、受信データ
信号SSXに対するサンプリング位相誤差τは、τ
＞０であつて、サンプリング位相は遅れているこ
とが推定される。従つてこのときは、第５図にお
いて、フリツプフロツプD₂に、排他的オアゲー
トＥの出力信号SEの論理１がセツトされるの
で、該フリツプフロツプD₂のＱ出力であるSD₂信
号が論理１となつて発振器VCOのFAST端子に
入力され、該発振器の発振周波数を上げるか、ま
たは発振位相を進ませることにより、サンプリン
グ位相誤差τをより一層零に近ずける。

第６図は、第５図の実施例の動作時における各
部信号波形のタイムチヤートを示す図で、受信デ
ータに対するサンプリング・クロツク信号の位相
が当初は進んでいたものが、次第に修正されて、
最後は正しい位相に達する過程を示してい。

第６図を参照する。当初、受信データSSX（パ
ルスＰ）に対するクロツク信号SVCOの立ち上り
エツジによるサンプリング位置は、矢印Ａで示す
如くパルスＰの中央位置より大分進んでいたとこ
ろ、信号SD₁が発振器VCOのSLOW端子に印加さ
れる結果、次第にサンプリング位置が修正され、
最後は矢印Ｂで示す如く、クロツク信号SVCOの
立ち上りエツジによるパルスP′のサンプリング位
置は、該パルスP′の中央位置に達しており、クロ
ツク信号SVCOが正しいサンプリング位相に達し
たことが理解されるであろう。

第７図は、第６図と同様な図であるが、受信デ
ータに対するサンプリング・クロツク信号の位相
が、当初は遅れていたものが、次第に修正されて
最後は正しい位相に達する過程を示す。

第７図を参照する。当初、受信データSSX（パ
ルスＰ）に対するクロツク信号SVCOの立ち上り
エツジによるサンプリング位置は、矢印A′で示
す如く、パルスＰの中央位置より大分遅れていた
ところ、信号SD₂が発振器VCOのFAST端子に印
加される結果、次第にサンプリング位置が修正さ
れ、最終的には、矢印B′で示す如く、クロツク信
号SVCOの立ち上りエツジによるパルスP′のサン
プリング位置は、該パルスP′の中央位置に達して
お、クロツク信号SVCOが正しいサンプリング位
相に達したことが理解されるであろう。

第８図は、第５図の実施例において、その動作
時、サンプリング位相誤差が零である場合に各信
号波形のタイムチヤートを示す。

第８図を参照する。受信データ信号SSXのパル
スＰの中央部が、サンプリング用クロツク信号
SVCOの立ち上りエツジと一致しているから、こ
の場合、クロツク信号SVCOは正しいサンプリン
グ位相にあると云える。受信データ信号SSXのパ
ルスの前縁または後縁であるＣ点、C′点、或は
C″点などでサンプリングする場合を考えると、
これらの点は丁度、受信データの信号値の変化点
に当つている。第５図の論理回路は２値論理を扱
う回路であるから、前記Ｃ点、C′点、或はC″点
などにおけるサンプル値は論理１または論理０の
何れかである。一般に、受信データ信号は波形歪
を受けるし、また伝送中、エツジも起るので、こ
のため受信データ信号SSXは、Ｃ，C′，C″点の
如き変化点では、図中に点線で示した如く、本来
あるべき変化点の前後に、その変化点がふらつい
て移動することにある（以後、この現象を総称し
て単にエツジという）。このようにエツジ現象が
存在するため、受信データ信号SSXに対するサン
プリング用クロツク信号SVCOのサンプリング位
相誤差が零であつても、受信データ信号の変化点
（Ｃ，C′，C″など）ではサンプリング位相誤差が
存在するかの如く判定されることがあり、このた
め発振器VCOにより再生されたサンプリング用
クロツク信号SVCOに無用の影響を及ぼし、ジツ
ジを起こさせることもある。しかし、このような
好ましからぬ影響は、PLL（Phase Locked
Loop）のループ・ゲインを適当な値にまで小さ
くすることで、充分小さくできるし、また適当な
ループ・フイルタを設けて解決してもよく、こら
れの手法としては一般に良く知られて手法を用い
ればよい。

以上、説明したとおりであるので、この発明に
よれば、従来の方式と全く相違して、零交叉の時
点を直接求めるために微分操作を要したりするこ
となく、またサンプリング位相誤差検出のための
受信々号サンプリング操作の頻度を高くする必要
もなく、高Ｑのフイルタを使う必要もなく、サン
プリング頻度は受信々号のボー・レートの２倍の
周波数に相当する低頻度でよく、零交叉の時点は
直接でなく間接的に推定するようにし、全面的に
デイジタル化することの容易な、その上、コスト
的に低廉ですむ優れたタイミング情報再生方式が
提供される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来のタイミング情報再生方式の一
例を示すブロツク図であり、第２図はその動作時
の各部信号波形のタイムチヤートを示し、第３図
は第１図の方式の一つの変形を示す。第４図はこ
の発明の原理を説明するための図で、受信データ
信号とそのサンプリング位相との関係を示し、ａ
は正しい場合、ｂは進んでいる場合、ｃは遅れて
いる場合を示す。第５図はこの発明の一実施例を
示すブロツク図であり、第６図はその動作時の各
部信号波形のタイムチヤートで当初、サンプリン
グ位相が進んでいる場合、第７図は同様なタイム
チヤートで当初、遅れている場合、第８図はサン
プリング位相誤差が零の場合を示す。図において、１は次乗回路、２はフイルタ、３
は90゜位相器、４はリミツタ、５はプレフイル
タ、６は全波整流器、DLは遅延回路、VCOは可
変周波数または可変位相の発振器、を示す。

Claims

【特許請求の範囲】１受信デイジタル信号をサンプリングするため
のタイミング情報を該デイジタル信号から再出す
るタイミング情報再生方式において、発振周波数または位相を外部から制御されるこ
との可能な発振器と、入力される前記受信デイジ
タル信号を、該受信信号のボーレートの逆数に相
当する時間Tbの1/2だけ遅延させて出力する遅延
手段と、前記遅延手段へ入力される信号と該遅延
手段からの出力信号との排他的オアをとつて第１
の出力として出力する排他的オア回路と、前記発
振器出力をクロック入力として前記第１の出力を
取り込む第１のフリツプフロツプと、前記発振器
出力の反転出力をクロック入力として前記第１の
出力を取り込む第２のフリツプフロツプと、前記
第１のフリツプフロツプの出力により前記発振器
の発振位相を遅らせるか発振周波数を下げ、前記
第２のフリツプフロツプの出力により前記発振器
の発振位相を進ませるか発振周波数を上げるよう
に前記発振器を制御する手段、とを具備し、前記発振器の出力信号を受信デイジタル信号サ
ンプリングのためのタイミング情報として用いる
ようにしてことを特徴とするタイミング情報再生
方式。