JPS61220545A - 一周波中継器 - Google Patents
一周波中継器Info
- Publication number
- JPS61220545A JPS61220545A JP60062414A JP6241485A JPS61220545A JP S61220545 A JPS61220545 A JP S61220545A JP 60062414 A JP60062414 A JP 60062414A JP 6241485 A JP6241485 A JP 6241485A JP S61220545 A JPS61220545 A JP S61220545A
- Authority
- JP
- Japan
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- frequency
- interference
- multiplier
- port
- transmission
- Prior art date
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- Granted
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 17
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 3
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 3
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/155—Ground-based stations
- H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction
- H04B7/15571—Relay station antennae loop interference reduction by signal isolation, e.g. isolation by frequency or by antenna pattern, or by polarization
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はマイクロ波帯のディジタル伝送の中継器に係る
。
。
（従来技術とその問題点）
従来のマイクロ波帯の中継方式では、ｌ往復システムを
２つの搬送波で構成する２周波方式を採用している。第
２図にその様子を示す。１００゜１０１．１０２は中継
器を示し、ｆＩｔｆｌｌ は２つの搬送波周波数を示
す。この例で中継器１０１に例を取ると、左右２方向に
同一周波数ｆ、で送信し、同一周波数ｆ２ を逆の左右
２方向から受信している。かかる方式の詳細は文献桑原
守二／１渣修“ディジタルマイクロ波通信”（企画セン
ター）に述べられている。
２つの搬送波で構成する２周波方式を採用している。第
２図にその様子を示す。１００゜１０１．１０２は中継
器を示し、ｆＩｔｆｌｌ は２つの搬送波周波数を示
す。この例で中継器１０１に例を取ると、左右２方向に
同一周波数ｆ、で送信し、同一周波数ｆ２ を逆の左右
２方向から受信している。かかる方式の詳細は文献桑原
守二／１渣修“ディジタルマイクロ波通信”（企画セン
ター）に述べられている。
２周波方式は後で述べる様に送信と受信を側周波数を使
用しているため、送受間干渉を軽減することができると
いう利点を有するが、次に述べる一周波方式に比較して
２倍の周波数帯域を必要とするという問題がある。
用しているため、送受間干渉を軽減することができると
いう利点を有するが、次に述べる一周波方式に比較して
２倍の周波数帯域を必要とするという問題がある。
第３図は一周波方式を説明するための図で、通常送信用
と受信用に別々のアンテナを用意し、その間の干渉をで
きるだけ少くする様にＭ横に並べて運用するものである
。
と受信用に別々のアンテナを用意し、その間の干渉をで
きるだけ少くする様にＭ横に並べて運用するものである
。
第４図は一周波方式の送受間干渉を説明する図で、第３
図の１０１の中継器を例にとって描れている。上り回線
として信号２０３が左から右へ２００となって中継され
、下り回線として信号２０１が右から左へ２０２となっ
て中継されている。今、受信信号２０１に対する送受間
干渉を考えてみると、上り回線の送信信号２００からの
干渉信号２０３と下り回線の送信信号２００からの干渉
信号２０４が存在する訳である。図中１８０゜１８１
は各々上り、下シ回線用の再生中継器を示している。
図の１０１の中継器を例にとって描れている。上り回線
として信号２０３が左から右へ２００となって中継され
、下り回線として信号２０１が右から左へ２０２となっ
て中継されている。今、受信信号２０１に対する送受間
干渉を考えてみると、上り回線の送信信号２００からの
干渉信号２０３と下り回線の送信信号２００からの干渉
信号２０４が存在する訳である。図中１８０゜１８１
は各々上り、下シ回線用の再生中継器を示している。
第５図はｇ４図の送受間干渉のある中継器の等価ベース
バンドモデルを示したものである。図中１８０’ 、１
８］’ は再生中継器に対応する信号識別器（送信符号
を識別する）、遅延回路１３４，１３５゜１３６．１３
７は送信用アンテナから受信用アンテナ捷での伝搬時間
に対応するもので、送受間干渉信号に必ず付いて回るも
のである。また掛算器１３０゜１３１．１３２，１３３
は各々の搬送周波数の微妙な差により発生する干渉波信
号の位相回転を表わしており、その回転角速度△ωｌは
一般に Δωｉ（シンボル・レート である。加算器１４０，１４１は受信信号に送受間干渉
信号が加わることを示すものである。端子１００１．１
００３は送信アンテナ、端子１００４ 。
バンドモデルを示したものである。図中１８０’ 、１
８］’ は再生中継器に対応する信号識別器（送信符号
を識別する）、遅延回路１３４，１３５゜１３６．１３
７は送信用アンテナから受信用アンテナ捷での伝搬時間
に対応するもので、送受間干渉信号に必ず付いて回るも
のである。また掛算器１３０゜１３１．１３２，１３３
は各々の搬送周波数の微妙な差により発生する干渉波信
号の位相回転を表わしており、その回転角速度△ωｌは
一般に Δωｉ（シンボル・レート である。加算器１４０，１４１は受信信号に送受間干渉
信号が加わることを示すものである。端子１００１．１
００３は送信アンテナ、端子１００４ 。
１００５は受信アンテナに接続される。
（発明の目的）
本発明の目的は係る送受間干渉を適応制御技術によυ除
去し、周波数利用効率にすぐれた一周波方式を実現する
ことにある。
去し、周波数利用効率にすぐれた一周波方式を実現する
ことにある。
（発明の構成）
本発明は、送信ポートより第１のディジタル変調波を送
信し、送信ポートと同方向に設けられた受信ポートよシ
、前記第１のディジタル変調波の第２のディジタル変調
波を受信する一周波中継器において （ａ） 前記第１のディジタル変調波の一部を抽出し
、（ｂｌ 前記送信ポートと受信ポートとの間の干渉
量に比例する係数を前記周波数シフター出力に乗する乗
算器 （ｃｌ 該乗算器出力を前記受信ポートから得られる
第２のディジタル変調波から減する減算器（ｄｌ 前
記乗算器出力と前記受信ポートを復調した信号の符号識
別誤差（復調信号−復調信号の識別値）との間の位相差
を検出し、該位相差の極性に応じて前記周波数シフタの
周波数シフト量を制御する位相差検出器とを含み 前記送信ポートから前記受信ポートへの送受間干渉を除
去する一周波中継器である。
信し、送信ポートと同方向に設けられた受信ポートよシ
、前記第１のディジタル変調波の第２のディジタル変調
波を受信する一周波中継器において （ａ） 前記第１のディジタル変調波の一部を抽出し
、（ｂｌ 前記送信ポートと受信ポートとの間の干渉
量に比例する係数を前記周波数シフター出力に乗する乗
算器 （ｃｌ 該乗算器出力を前記受信ポートから得られる
第２のディジタル変調波から減する減算器（ｄｌ 前
記乗算器出力と前記受信ポートを復調した信号の符号識
別誤差（復調信号−復調信号の識別値）との間の位相差
を検出し、該位相差の極性に応じて前記周波数シフタの
周波数シフト量を制御する位相差検出器とを含み 前記送信ポートから前記受信ポートへの送受間干渉を除
去する一周波中継器である。
（構成の詳細な説明）
第５図の干渉モデルの内、端子１２００→１２０１の干
渉、すなわちアンテナのサイド・サイド干渉が最も大き
な干渉であるので、これだけを考えることにする。また
遅延回路１３４で表わされている送信用アンテナから受
信用アンテナまでの伝搬時間は伝送レートに対し無視で
きるものとして単純化すると、最大の干渉パスは単に掛
算器１３０で表わされる送受間層波数差△ωによる周波
数シフト回路に置き換えることができる。第６図は入力
端子１２００に加えられるωＩＦ （ｒａｄ／ａ ）の
中間周波帯の入力信号ｐ（ｔ）を△ωだけ周波数シフト
してｑ（ｔ ）＝ｐ（ｔ ）ｅｘｐ（ｊ△ωｔ）を出力
する周波数シフタを示している。図中１１．１２は乗算
器、１３は一位相シツク、１５．１５は低域沖波器１４
はω１ｐ［ｒｏｄ／ｓ）を出力する発振器でブロック９
０を構成し、これは同期検波器として働いている。
渉、すなわちアンテナのサイド・サイド干渉が最も大き
な干渉であるので、これだけを考えることにする。また
遅延回路１３４で表わされている送信用アンテナから受
信用アンテナまでの伝搬時間は伝送レートに対し無視で
きるものとして単純化すると、最大の干渉パスは単に掛
算器１３０で表わされる送受間層波数差△ωによる周波
数シフト回路に置き換えることができる。第６図は入力
端子１２００に加えられるωＩＦ （ｒａｄ／ａ ）の
中間周波帯の入力信号ｐ（ｔ）を△ωだけ周波数シフト
してｑ（ｔ ）＝ｐ（ｔ ）ｅｘｐ（ｊ△ωｔ）を出力
する周波数シフタを示している。図中１１．１２は乗算
器、１３は一位相シツク、１５．１５は低域沖波器１４
はω１ｐ［ｒｏｄ／ｓ）を出力する発振器でブロック９
０を構成し、これは同期検波器として働いている。
今発振器１４の出力周波数をω７とすると、ブロック９
０の２つの出力端子を複素出力端子と考え、先の入力信
号ｐ（ｔ）を ｐ（ｔ ）＝ＢＲ（ｔ）ＬｍωＨｐ を十ＢＨ（ｔ）
ｓ＋ｎ ωＩＦ ｔ（Ｂ（ｔ、 ）−ＢＲ（ｔ ）
＋ｊ ＢＩ（ｔ ） ）と表わせるとすると、 ｒ（ｔ ）＝Ｂ（ｔ ）・ｅｘｐ （ｊ （ω１Ｆ−ω
ｙ）ｔ ）なる出力が得られる。ブロック９１は同じく
乗算器１７．１８．位相シフタ１９．０）１Ｆを発振周
波数とする発振器２０、加算器２１よりなる通常の直交
変調器であり、Ｒｅ（ｒ（ｔ））−ωＩＦ ｔ＋Ｉ、、
（ｒ（ｔ））ｓｉｎωＩＦｔ を出力する。これによ
り出力端子１２０１には入力信号ｐ（ｔ）に対してｑ（
ｔ）＝ｐ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ（ω１Ｆ−ωＶ）ｔ）が得
られる。ωＩＦ−ω７を送受信号間の周波数差△ωに等
しく選ぶと、この周波数シフター１は第５図の乗算器１
３０を完全に模擬することになる。
０の２つの出力端子を複素出力端子と考え、先の入力信
号ｐ（ｔ）を ｐ（ｔ ）＝ＢＲ（ｔ）ＬｍωＨｐ を十ＢＨ（ｔ）
ｓ＋ｎ ωＩＦ ｔ（Ｂ（ｔ、 ）−ＢＲ（ｔ ）
＋ｊ ＢＩ（ｔ ） ）と表わせるとすると、 ｒ（ｔ ）＝Ｂ（ｔ ）・ｅｘｐ （ｊ （ω１Ｆ−ω
ｙ）ｔ ）なる出力が得られる。ブロック９１は同じく
乗算器１７．１８．位相シフタ１９．０）１Ｆを発振周
波数とする発振器２０、加算器２１よりなる通常の直交
変調器であり、Ｒｅ（ｒ（ｔ））−ωＩＦ ｔ＋Ｉ、、
（ｒ（ｔ））ｓｉｎωＩＦｔ を出力する。これによ
り出力端子１２０１には入力信号ｐ（ｔ）に対してｑ（
ｔ）＝ｐ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ（ω１Ｆ−ωＶ）ｔ）が得
られる。ωＩＦ−ω７を送受信号間の周波数差△ωに等
しく選ぶと、この周波数シフター１は第５図の乗算器１
３０を完全に模擬することになる。
第７図は送受間干渉除去装置を示すものである。
図中、４は送信器、５は受信器で各々アンテナ８゜９に
よって一周波中継によって運用されている。
よって一周波中継によって運用されている。
１は周波数シフタ、２は送受間干渉量α（αは複素係数
）に対応して干渉を除去すべく周波数シフタの出力に一
αを乗する乗算器、３は送受間干渉α・ｐ（ｔ）ｅｘｐ
（ｊ△ωｔ）と正規の受信信号Ｒ（ｔ）の和ｒ（ｔ）−
α・ｐ（ｔ） ｅｘｐ （ｊ△ωｔ）＋Ｒ（ｔ）から先
の乗算器出力α・ｐ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ△ωｔ）を減じて
正規の信号Ｒ（ｔ）のみを残すための減算器である。こ
れによシ受信器５に入力される信号はＲ（ｔ）となり完
全に送受間干渉が除去されたものになっている。
）に対応して干渉を除去すべく周波数シフタの出力に一
αを乗する乗算器、３は送受間干渉α・ｐ（ｔ）ｅｘｐ
（ｊ△ωｔ）と正規の受信信号Ｒ（ｔ）の和ｒ（ｔ）−
α・ｐ（ｔ） ｅｘｐ （ｊ△ωｔ）＋Ｒ（ｔ）から先
の乗算器出力α・ｐ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ△ωｔ）を減じて
正規の信号Ｒ（ｔ）のみを残すための減算器である。こ
れによシ受信器５に入力される信号はＲ（ｔ）となり完
全に送受間干渉が除去されたものになっている。
第７図Ｗにおいてはアンテナのサイド・サイド干渉の除
去の例を示したが、同様に第８図の様にすることにより
、フロント・バック間の干渉も除去することができる訳
である。図中の各要素は第７図の同一参照番号の要素と
等しいものであるが、６は遅延回路で第５図の干渉モデ
ルの遅延１３５に対応するもので、再生中継の場合、こ
れが無視できないのが普通であるので挿入されている。
去の例を示したが、同様に第８図の様にすることにより
、フロント・バック間の干渉も除去することができる訳
である。図中の各要素は第７図の同一参照番号の要素と
等しいものであるが、６は遅延回路で第５図の干渉モデ
ルの遅延１３５に対応するもので、再生中継の場合、こ
れが無視できないのが普通であるので挿入されている。
以上の説明は△ωがほとんど変化しない場合の話で、△
ωの微少変化に供う干渉成分の位相回転は乗算器２の係
数（複素数）αが吸収する訳である。（本実施例にはα
の制御回路は記されていない。）しかし実際にはマイク
ロ波帯の発振器の安定度から△ωを定数と考えることは
できない。そこで△ωの変化を的確に観測し、これに基
いて周波数シフタの周波数シフト量を制御する方式が必
要となる。送信符号をＳとすると、これが受信側に干渉
としてα・５−ａｒｐ（ｊ△ωｉｔ）として現われる。
ωの微少変化に供う干渉成分の位相回転は乗算器２の係
数（複素数）αが吸収する訳である。（本実施例にはα
の制御回路は記されていない。）しかし実際にはマイク
ロ波帯の発振器の安定度から△ωを定数と考えることは
できない。そこで△ωの変化を的確に観測し、これに基
いて周波数シフタの周波数シフト量を制御する方式が必
要となる。送信符号をＳとすると、これが受信側に干渉
としてα・５−ａｒｐ（ｊ△ωｉｔ）として現われる。
よって受信信号ｒ（ｔ）は正規の受信信号をＲ（ｔ）と
するとｒ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）＋α５ｅｘｐ（ｊ△ωｔ）一
方、減算器３（第７図）を通して干渉除去の信号が加減
算される形になる。よって受信器側の符号識別誤差（符
号識別器の入出力の差）ｅ（ｔ）は、識別ｅ（ｔ）＝Ｒ
（ｔ）＋α・５ｅｘｐＣｊ△ω、ｔ）−α’Ｓ ｅｘｐ
（ｊ△ωｔｔ） Ｒ（ｔ）＝Ｓ（α・ｅＸｐ（ｊ△ω
１１）−α”ｅｘｐ（ｊ△ω、ｔ））ｅ（ｔ）に送信符
号Ｓの複素共役Ｓ＊を乗することによりｅ（ｔ）・Ｓｌ
は干渉成分と干渉除去信号との間の誤差ｅ（ｔ）・（乗
算器２の出力）”−１ｐ（ｔ）ｌ’（α・α”ｅｘｐ（
ｊ（△ω２ｔ−△ω、ｔ））−Ｉα′１２〕（ｑ） ここで と表わすと、上式の虚数部は θｅ（ｔ）−１ｐ（ｔ）１２ａａ’ ・５ｉｎ（θ１＋
Ｎ０Ｉｔ−〔θＣ＋△ω２ｔ〕）上式で得られたθｅを
基にして周波数シフタ内の発振器の周波数を制御すれば
良いことが分る。
するとｒ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）＋α５ｅｘｐ（ｊ△ωｔ）一
方、減算器３（第７図）を通して干渉除去の信号が加減
算される形になる。よって受信器側の符号識別誤差（符
号識別器の入出力の差）ｅ（ｔ）は、識別ｅ（ｔ）＝Ｒ
（ｔ）＋α・５ｅｘｐＣｊ△ω、ｔ）−α’Ｓ ｅｘｐ
（ｊ△ωｔｔ） Ｒ（ｔ）＝Ｓ（α・ｅＸｐ（ｊ△ω
１１）−α”ｅｘｐ（ｊ△ω、ｔ））ｅ（ｔ）に送信符
号Ｓの複素共役Ｓ＊を乗することによりｅ（ｔ）・Ｓｌ
は干渉成分と干渉除去信号との間の誤差ｅ（ｔ）・（乗
算器２の出力）”−１ｐ（ｔ）ｌ’（α・α”ｅｘｐ（
ｊ（△ω２ｔ−△ω、ｔ））−Ｉα′１２〕（ｑ） ここで と表わすと、上式の虚数部は θｅ（ｔ）−１ｐ（ｔ）１２ａａ’ ・５ｉｎ（θ１＋
Ｎ０Ｉｔ−〔θＣ＋△ω２ｔ〕）上式で得られたθｅを
基にして周波数シフタ内の発振器の周波数を制御すれば
良いことが分る。
（実施列）
第１図は本発明の一実施例を示す図で、図中１゜２．３
，４．５は第７図、第８図のものと同一である。
，４．５は第７図、第８図のものと同一である。
７は位相差検出器で、−ヒ記θｅ（ｔ）を求めるための
もので７０の符号識別器と減算器７１とから符号識別誤
差８（ｔ）が求まり、７２０乗算器で１（ｔ）と（乗算
器２の出力）の共役値の積が取られ、その虚数部を出力
し、上式θｅ（ｔ）を直接出力することになる。
もので７０の符号識別器と減算器７１とから符号識別誤
差８（ｔ）が求まり、７２０乗算器で１（ｔ）と（乗算
器２の出力）の共役値の積が取られ、その虚数部を出力
し、上式θｅ（ｔ）を直接出力することになる。
なお、通常送受間干渉信号と送信元信号との間には時間
差が存在するので、この時間差を吸収するだには第８図
の様な遅延回路を乗算器２の後に入れる必要がある。
差が存在するので、この時間差を吸収するだには第８図
の様な遅延回路を乗算器２の後に入れる必要がある。
第１図は本発明の一実施例を示す図、葉逢稍慣′″
−゛ 第２図は従来の ２周波中継力式を説明する図、第３図は一周波中継方式
を説明する図、第４図は一周波中継方式における送受間
干渉を説明するための図、第５図は第４図のベースバン
ド等価回路を示す図、第６図は本発明の構成要素の一つ
、周波数シフタの一実施例を示す図、第７図は基本的な
送受間干渉除去回路のブロック図を示す図、第８図はフ
ロント・バックの送受間干渉除去回路のブロック図を示
す図である。 図において、 】・・・周波数シック、２・・・乗算器、３・・・減算
器、４・・・送信器、５・・・受信器、６・・・遅延回
路、８．９・・・アンテナ をそれぞれ示す。 亭 １ 図
−゛ 第２図は従来の ２周波中継力式を説明する図、第３図は一周波中継方式
を説明する図、第４図は一周波中継方式における送受間
干渉を説明するための図、第５図は第４図のベースバン
ド等価回路を示す図、第６図は本発明の構成要素の一つ
、周波数シフタの一実施例を示す図、第７図は基本的な
送受間干渉除去回路のブロック図を示す図、第８図はフ
ロント・バックの送受間干渉除去回路のブロック図を示
す図である。 図において、 】・・・周波数シック、２・・・乗算器、３・・・減算
器、４・・・送信器、５・・・受信器、６・・・遅延回
路、８．９・・・アンテナ をそれぞれ示す。 亭 １ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 送信ポートより第１のディジタル変調波を送信し、送信
ポートと同方向に設けられた受信ポートより、前記第１
のディジタル変調波と同一周波数の第２のディジタル変
調波を受信する一周波中継器において （ａ）前記第１のディジタル変調波の一部を抽出し、前
記第１、第２のディジタル変調波の送受信周波数差だけ
周波数シフトして出力する周波数シフター（ｂ）前記送
信ポートと受信ポートとの間の干渉量に比例する係数を
前記周波数シフター出力に乗ずる乗算器 （ｃ）該乗算器出力を前記受信ポートから得られる第２
のディジタル変調波から減ずる減算器 （ｄ）前記乗算器出力と前記受信ポートを復調した信号
の符号識別誤差（復調信号−復調信号の識別値）との間
の位相差を検出し、該位相差の極性に応じて前記周波数
シフターの周波数シフト量を制御する位相差検出器とを
含み 前記送信ポートから前記受信ポートへの送受間干渉を除
去することを特徴とする一周波中継器。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60062414A JPS61220545A (ja) | 1985-03-27 | 1985-03-27 | 一周波中継器 |
| CA000499209A CA1235751A (en) | 1985-01-09 | 1986-01-08 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| EP86100232A EP0187672B1 (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| AU52119/86A AU574995B2 (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency digital radio repeater |
| US06/817,380 US4701935A (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| DE8686100232T DE3681798D1 (de) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | Einfrequenzfunkrelais fuer ein digitales mikrowellenfunksystem mit kompensation der interfrequenz zwischen sender und empfaenger. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60062414A JPS61220545A (ja) | 1985-03-27 | 1985-03-27 | 一周波中継器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61220545A true JPS61220545A (ja) | 1986-09-30 |
| JPH0558307B2 JPH0558307B2 (ja) | 1993-08-26 |
Family
ID=13199465
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60062414A Granted JPS61220545A (ja) | 1985-01-09 | 1985-03-27 | 一周波中継器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61220545A (ja) |
-
1985
- 1985-03-27 JP JP60062414A patent/JPS61220545A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0558307B2 (ja) | 1993-08-26 |
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