JPH0558307B2 - - Google Patents
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- JPH0558307B2 JPH0558307B2 JP60062414A JP6241485A JPH0558307B2 JP H0558307 B2 JPH0558307 B2 JP H0558307B2 JP 60062414 A JP60062414 A JP 60062414A JP 6241485 A JP6241485 A JP 6241485A JP H0558307 B2 JPH0558307 B2 JP H0558307B2
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- JP
- Japan
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- frequency
- interference
- port
- signal
- transmission
- Prior art date
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Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 19
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/155—Ground-based stations
- H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction
- H04B7/15571—Relay station antennae loop interference reduction by signal isolation, e.g. isolation by frequency or by antenna pattern, or by polarization
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はマイクロ波帯のデイジタル伝送の中継
器に係る。
器に係る。
（従来技術とその問題点）
従来のマイクロ波帯の中継方式では、１往復シ
ステムを２つの搬送波で構成する２周波方式を採
用している。第２図にその様子を示す。１００，
１０１，１０２は中継器を示し、1，2は２つの
搬送波周波数を示す。この例で中継器１０１に例
を取ると、左右２方向に同一周波数1で送信し、
同一周波数2を逆の左右２方向から受信してい
る。かかる方式の詳細は文献桑原守二／監修“デ
イジタルマイクロ波通信”（企画センター）に述
べられている。
ステムを２つの搬送波で構成する２周波方式を採
用している。第２図にその様子を示す。１００，
１０１，１０２は中継器を示し、1，2は２つの
搬送波周波数を示す。この例で中継器１０１に例
を取ると、左右２方向に同一周波数1で送信し、
同一周波数2を逆の左右２方向から受信してい
る。かかる方式の詳細は文献桑原守二／監修“デ
イジタルマイクロ波通信”（企画センター）に述
べられている。
２周波方式は後で述べる様に送信と受信を別周
波数を使用しているため、送受間干渉を軽減する
ことができるという利点を有するが、次に述べる
一周波方式に比較して２倍の周波数帯域を必要と
するという問題がある。
波数を使用しているため、送受間干渉を軽減する
ことができるという利点を有するが、次に述べる
一周波方式に比較して２倍の周波数帯域を必要と
するという問題がある。
第３図は一周波方式を説明するための図で、通
常送信用と受信用に別々のアンテナを用意し、そ
の間の干渉をできるだけ少くする様に直横に並べ
て運用するものである。
常送信用と受信用に別々のアンテナを用意し、そ
の間の干渉をできるだけ少くする様に直横に並べ
て運用するものである。
第４図は一周波方式の送受間干渉を説明する図
で、第３図の１０１の中継器を例にとつて描れて
いる。上り回線として信号２０３が左から右へ２
００となつて中継され、下り回線として信号２０
１が右から左へ２０２となつて中継されている。
今、受信信号２０１に対する送受間干渉を考えて
みると、上り回線の送信信号２００からの干渉信
号２０３と下り回線の送信信号２００からの干渉
信号２０４が存在する訳である。図中１８０，１
８１は各々上り、下り回線用の再生中継器を示し
ている。
で、第３図の１０１の中継器を例にとつて描れて
いる。上り回線として信号２０３が左から右へ２
００となつて中継され、下り回線として信号２０
１が右から左へ２０２となつて中継されている。
今、受信信号２０１に対する送受間干渉を考えて
みると、上り回線の送信信号２００からの干渉信
号２０３と下り回線の送信信号２００からの干渉
信号２０４が存在する訳である。図中１８０，１
８１は各々上り、下り回線用の再生中継器を示し
ている。
第５図は第４図の送受間干渉のある中継器の等
価ベースバンドモデルを示したものである。図中
１８０′，１８１′は再生中継器に対応する信号識
別器（送信符号を識別する）、遅延回路１３４，
１３５，１３６，１３７は送信用アンテナから受
信用アンテナまでの伝搬時間に対応するもので、
送受間干渉信号に必ず付いて回るものである。ま
た掛算器１３０，１３１，１３２，１３３は各々
の搬送周波数の微妙な差により発生する干渉波信
号の位相回転を表わしており、その回転角速度
Δωiは一般に Δωi≪シンボル・レート である。加算器１４０，１４１は受信信号に送受
間干渉信号が加わることを示すものである。端子
１００１，１００３は送信アンテナ、端子１００
４，１００５は受信アンテナに接続される。
価ベースバンドモデルを示したものである。図中
１８０′，１８１′は再生中継器に対応する信号識
別器（送信符号を識別する）、遅延回路１３４，
１３５，１３６，１３７は送信用アンテナから受
信用アンテナまでの伝搬時間に対応するもので、
送受間干渉信号に必ず付いて回るものである。ま
た掛算器１３０，１３１，１３２，１３３は各々
の搬送周波数の微妙な差により発生する干渉波信
号の位相回転を表わしており、その回転角速度
Δωiは一般に Δωi≪シンボル・レート である。加算器１４０，１４１は受信信号に送受
間干渉信号が加わることを示すものである。端子
１００１，１００３は送信アンテナ、端子１００
４，１００５は受信アンテナに接続される。
（発明の目的）
本発明の目的は係る送受間干渉を適応制御技術
により除去し、周波数利用効率にすぐれた一周波
方式を実現することにある。
により除去し、周波数利用効率にすぐれた一周波
方式を実現することにある。
（発明の構成）
本発明は、送信ポートより第１のデイジタル変
調波を送信し、送信ポートと同方向に設けられた
受信ポートより、前記第１のデイジタル変調波の
第２のデイジタル変調波を受信する一周波中継器
において (a) 前記第１のデイジタル変調波の一部を抽出
し、前記第１，第２のデイジタル変調波の送受
信周波数差だけ周波数シフトして出力する周波
数シフター (b) 前記送信ポートと受信ポートとの間の干渉量
に比例する係数を前記周波数シフター出力に乗
ずる乗算器 (c) 該乗算器出力を前記受信ポートから得られる
第２のデイジタル変調波から減ずる減算器 (d) 前記乗算器出力と前記受信ポートを復調した
信号の符号識別誤差（復調信号−復調信号の識別
値）との間の位相差を検出し、該位相差の極性に
応じて前記周波数シフタの周波数シフト量を制御
する位相差検出器とを含み 前記送信ポートから前記受信ポートへの伝送間
干渉を除去する一周波中継器である。
調波を送信し、送信ポートと同方向に設けられた
受信ポートより、前記第１のデイジタル変調波の
第２のデイジタル変調波を受信する一周波中継器
において (a) 前記第１のデイジタル変調波の一部を抽出
し、前記第１，第２のデイジタル変調波の送受
信周波数差だけ周波数シフトして出力する周波
数シフター (b) 前記送信ポートと受信ポートとの間の干渉量
に比例する係数を前記周波数シフター出力に乗
ずる乗算器 (c) 該乗算器出力を前記受信ポートから得られる
第２のデイジタル変調波から減ずる減算器 (d) 前記乗算器出力と前記受信ポートを復調した
信号の符号識別誤差（復調信号−復調信号の識別
値）との間の位相差を検出し、該位相差の極性に
応じて前記周波数シフタの周波数シフト量を制御
する位相差検出器とを含み 前記送信ポートから前記受信ポートへの伝送間
干渉を除去する一周波中継器である。
（構成の詳細な説明）
第５図の干渉モデルの内、端子１２００→１２
０１の干渉、すなわちアンテナのサイド・サイド
干渉が最も大きな干渉であるので、これだけを考
えることにする。また遅延回路１３４で表わされ
ている送信用アンテナから受信用アンテナまでの
伝搬時間は伝送レートに対し無視できるものとし
て単純化すると、最大の干渉パスは単に掛算器１
３０で表わされる送受間周波数差Δωによる周波
数シフト回路に置き換えることができる。第６図
は入力端子１２００に加えられるωIF〔rad／ｓ〕
の中間周波帯の入力信号ｐ（ｔ）をΔωだけ周波
数シフトしてｑ（ｔ）＝ｐ（ｔ）exp（jΔωt）を出力
する周波数シフタを示している。図中１１，１２
は乗算器、１３はπ／２位相シフタ、１５，１６は 低域波器１４はωIF〔rad／ｓ〕を出力する発振
器でブロツク９０を構成し、これは同期検波器と
して働いている。今発振器１４の出力周波数を
ΔωVとすると、ブロツク９０の２つの出力端子を
複素出力端子と考え、先の入力信号ｐ（ｔ）を ｐ（ｔ）＝BR（ｔ）cosωIFｔ＋BI（ｔ）sinωIFｔ （Ｂ（ｔ）＝BR（ｔ）＋jBI（ｔ）） と表わせるとすると、 γ（ｔ）＝Ｂ（ｔ）・exp｛ｊ（ωIF−ωV）ｔ｝ なる出力が得られる。ブロツク９１は同じく乗算
器１７，１８π／２位相シフタ１９，ωIFを発振周波 数とする発振器２０、加算器２１よりなる通常の
直交変調器であり、Re｛ｒ（ｔ）｝cosωIFｔ＋In
｛ｒ（ｔ）｝sinωIFｔを出力する。これにより出力
端子１２０１には入力信号ｐ（ｔ）に対してｑ
（ｔ）＝ｐ（ｔ）・exp｛ｊ（ωIF−ωV）ｔ｝が得られ
る。ωIF−ωVを送受信号間の周波数差△ωに等し
く選ぶと、この周波数シフター１は第５図の乗算
器１３０を完全に模擬することになる。
０１の干渉、すなわちアンテナのサイド・サイド
干渉が最も大きな干渉であるので、これだけを考
えることにする。また遅延回路１３４で表わされ
ている送信用アンテナから受信用アンテナまでの
伝搬時間は伝送レートに対し無視できるものとし
て単純化すると、最大の干渉パスは単に掛算器１
３０で表わされる送受間周波数差Δωによる周波
数シフト回路に置き換えることができる。第６図
は入力端子１２００に加えられるωIF〔rad／ｓ〕
の中間周波帯の入力信号ｐ（ｔ）をΔωだけ周波
数シフトしてｑ（ｔ）＝ｐ（ｔ）exp（jΔωt）を出力
する周波数シフタを示している。図中１１，１２
は乗算器、１３はπ／２位相シフタ、１５，１６は 低域波器１４はωIF〔rad／ｓ〕を出力する発振
器でブロツク９０を構成し、これは同期検波器と
して働いている。今発振器１４の出力周波数を
ΔωVとすると、ブロツク９０の２つの出力端子を
複素出力端子と考え、先の入力信号ｐ（ｔ）を ｐ（ｔ）＝BR（ｔ）cosωIFｔ＋BI（ｔ）sinωIFｔ （Ｂ（ｔ）＝BR（ｔ）＋jBI（ｔ）） と表わせるとすると、 γ（ｔ）＝Ｂ（ｔ）・exp｛ｊ（ωIF−ωV）ｔ｝ なる出力が得られる。ブロツク９１は同じく乗算
器１７，１８π／２位相シフタ１９，ωIFを発振周波 数とする発振器２０、加算器２１よりなる通常の
直交変調器であり、Re｛ｒ（ｔ）｝cosωIFｔ＋In
｛ｒ（ｔ）｝sinωIFｔを出力する。これにより出力
端子１２０１には入力信号ｐ（ｔ）に対してｑ
（ｔ）＝ｐ（ｔ）・exp｛ｊ（ωIF−ωV）ｔ｝が得られ
る。ωIF−ωVを送受信号間の周波数差△ωに等し
く選ぶと、この周波数シフター１は第５図の乗算
器１３０を完全に模擬することになる。
第７図は送受間干渉除去装置を示すものであ
る。図中、４は送信器、５は受信器で各々アンテ
ナ８，９によつて一周波中継によつて運用されて
いる。１は周波数シフタ、２は送受間干渉量α
（αは複素係数）に対応して干渉を除去すべく周
波数シフタの出力に−αを乗ずる乗算器、３は送
受間干渉α・ｐ（ｔ）exp（ｊ△ωt）と正規の受信
信号Ｒ（ｔ）の和ｒ（ｔ）＝α・ｐ（ｔ）exp（ｊ△
ωt）＋Ｒ（ｔ）から先の乗算器出力α・ｐ（ｔ）
exp（jΔωt）を減じて正規の信号Ｒ（ｔ）のみを残
すための減算器である。これにより受信器５に入
力される信号はＲ（ｔ）となり完全に送受間干渉
が除去されたものになつている。
る。図中、４は送信器、５は受信器で各々アンテ
ナ８，９によつて一周波中継によつて運用されて
いる。１は周波数シフタ、２は送受間干渉量α
（αは複素係数）に対応して干渉を除去すべく周
波数シフタの出力に−αを乗ずる乗算器、３は送
受間干渉α・ｐ（ｔ）exp（ｊ△ωt）と正規の受信
信号Ｒ（ｔ）の和ｒ（ｔ）＝α・ｐ（ｔ）exp（ｊ△
ωt）＋Ｒ（ｔ）から先の乗算器出力α・ｐ（ｔ）
exp（jΔωt）を減じて正規の信号Ｒ（ｔ）のみを残
すための減算器である。これにより受信器５に入
力される信号はＲ（ｔ）となり完全に送受間干渉
が除去されたものになつている。
第７図においてはアンテナのサイド・サイド干
渉の除去の例を示したが、同様に第８図の様にす
ることにより、フロント・バツク間の干渉も除去
することができる訳である。図中の各要素は第７
図の同一参照番号の要素と等しいものであるが、
６は遅延回路で第５図の干渉モデルの遅延１３５
に対応するもので、再生中継の場合、これが無視
できないのが普通であるので挿入されている。
渉の除去の例を示したが、同様に第８図の様にす
ることにより、フロント・バツク間の干渉も除去
することができる訳である。図中の各要素は第７
図の同一参照番号の要素と等しいものであるが、
６は遅延回路で第５図の干渉モデルの遅延１３５
に対応するもので、再生中継の場合、これが無視
できないのが普通であるので挿入されている。
以上の説明は△ωがほとんど変化しない場合の
話で、△ωの微少変化に供う干渉成分の位相回転
は乗算器２の係数（複素数）αが吸収する訳であ
る。（本実施例にはαの制御回路は記されていな
い。）しかし実際にはマイクロ波帯の発振器の安
定度から△ωを定数と考えることはできない。そ
こで△ωの変化を適確に観測し、これに基いて周
波数シフタの周波数シフト量を制御する方式が必
要となる。送信符号をＳとすると、これが受信側
に干渉としてα・Ｓ・exp（ｊ△ωiｔ）として現
われる。よつて受信信号ｒ（ｔ）は正規の受信信
号をＲ（ｔ）とするとｒ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）＋αSexp（ｊ
△ωt）一方、減算器３（第７図）を通して干渉
除去の信号が加えられているので、復調後のベー
スバンド信号としてはｒ（ｔ）からα′・Ｓ・exp
（ｊ△ω2ｔ）の値が減算される形になる。よつて
受信器側の符号識別誤差（符号識別器の入出力の
差）ｅ（ｔ）は、 ｅ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）＋α・Sexp（ｊ△ω1ｔ） −α′・Sexp（ｊ△ω2ｔ）−Ｒ（ｔ） ＝Ｓ｛α・exp（ｊ△ω1ｔ）−α′・exp（ｊ
△ω2ｔ）｝ｅ（ｔ）に送信符号Ｓの複素共役S〓を
乗ずることによりｅ（ｔ）・S〓は干渉成分と干渉
除去信号との間の誤差ベクトルを表わし、その値
は、ｅ（ｔ）・（乗算器２の出力）〓 ＝｜Ｐ（ｔ）｜2・［α・α′〓・exp｛ｊ△w1ｔ−
△w2ｔ）｝−｜α′｜2］ ここで α＝ａ・exp（jθI） 干渉信号の干渉を表わす
複素係数 α′＝a′・exp（jθc） 干渉除去信号の初期位相、
振幅 と表わすと、上式の虚数部は θe（ｔ）＝｜ｐ（ｔ）｜2aa′・Sin（θI＋△ω1ｔ
−〔θc
＋△ω2ｔ〕）上式で得られたθeは、干渉成分と送
信信号から作つた（干渉信号）除去信号が逆位相
で相殺する最適値からのずれ位相を示している事
になる。そこで、このずれ角θeだけ除去信号の位
相を回転させてやる必要がある。これは第６図に
その構成を示した周波数シフタ１の中の発振器２
０を電圧制御型発振器にし、この周波数を一瞬ｔ
秒間、△だけ変化させてやれば出力１２０１へ
出てくる信号位相は2π（△t（rad）シフトした事
になる。具体的にはこの制御は至つて簡単でθe
（例えば電圧で出てくる）をそのまま先の電圧制
御型発振器の制御信号として加えてやれば良い。
もし、過制御であればθeの極性が反転し逆の方向
に制御が掛かる事になる。
話で、△ωの微少変化に供う干渉成分の位相回転
は乗算器２の係数（複素数）αが吸収する訳であ
る。（本実施例にはαの制御回路は記されていな
い。）しかし実際にはマイクロ波帯の発振器の安
定度から△ωを定数と考えることはできない。そ
こで△ωの変化を適確に観測し、これに基いて周
波数シフタの周波数シフト量を制御する方式が必
要となる。送信符号をＳとすると、これが受信側
に干渉としてα・Ｓ・exp（ｊ△ωiｔ）として現
われる。よつて受信信号ｒ（ｔ）は正規の受信信
号をＲ（ｔ）とするとｒ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）＋αSexp（ｊ
△ωt）一方、減算器３（第７図）を通して干渉
除去の信号が加えられているので、復調後のベー
スバンド信号としてはｒ（ｔ）からα′・Ｓ・exp
（ｊ△ω2ｔ）の値が減算される形になる。よつて
受信器側の符号識別誤差（符号識別器の入出力の
差）ｅ（ｔ）は、 ｅ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）＋α・Sexp（ｊ△ω1ｔ） −α′・Sexp（ｊ△ω2ｔ）−Ｒ（ｔ） ＝Ｓ｛α・exp（ｊ△ω1ｔ）−α′・exp（ｊ
△ω2ｔ）｝ｅ（ｔ）に送信符号Ｓの複素共役S〓を
乗ずることによりｅ（ｔ）・S〓は干渉成分と干渉
除去信号との間の誤差ベクトルを表わし、その値
は、ｅ（ｔ）・（乗算器２の出力）〓 ＝｜Ｐ（ｔ）｜2・［α・α′〓・exp｛ｊ△w1ｔ−
△w2ｔ）｝−｜α′｜2］ ここで α＝ａ・exp（jθI） 干渉信号の干渉を表わす
複素係数 α′＝a′・exp（jθc） 干渉除去信号の初期位相、
振幅 と表わすと、上式の虚数部は θe（ｔ）＝｜ｐ（ｔ）｜2aa′・Sin（θI＋△ω1ｔ
−〔θc
＋△ω2ｔ〕）上式で得られたθeは、干渉成分と送
信信号から作つた（干渉信号）除去信号が逆位相
で相殺する最適値からのずれ位相を示している事
になる。そこで、このずれ角θeだけ除去信号の位
相を回転させてやる必要がある。これは第６図に
その構成を示した周波数シフタ１の中の発振器２
０を電圧制御型発振器にし、この周波数を一瞬ｔ
秒間、△だけ変化させてやれば出力１２０１へ
出てくる信号位相は2π（△t（rad）シフトした事
になる。具体的にはこの制御は至つて簡単でθe
（例えば電圧で出てくる）をそのまま先の電圧制
御型発振器の制御信号として加えてやれば良い。
もし、過制御であればθeの極性が反転し逆の方向
に制御が掛かる事になる。
（実施例）
第１図は本発明の一実施例を示す図で、図中
１，２，３，４，５は第７図、第８図のものと同
一である。７は位相差検出器で、上記θe（ｔ）を
求めるためのもので７０の符号識別器と減算器７
１とから符号識別誤差ε（ｔ）が求まり、７２の
乗算器ε（ｔ）と（乗算器２の出力）の共役値の
積が取られ、その虚数部を出力し、上式θe（ｔ）
を直接出力することになる。
１，２，３，４，５は第７図、第８図のものと同
一である。７は位相差検出器で、上記θe（ｔ）を
求めるためのもので７０の符号識別器と減算器７
１とから符号識別誤差ε（ｔ）が求まり、７２の
乗算器ε（ｔ）と（乗算器２の出力）の共役値の
積が取られ、その虚数部を出力し、上式θe（ｔ）
を直接出力することになる。
なお、通常送受間干渉信号と送信元信号との間
には時間差が存在するので、この時間差を吸収す
るたには第８図の様な遅延回路を乗算器２の後に
入れる必要がある。
には時間差が存在するので、この時間差を吸収す
るたには第８図の様な遅延回路を乗算器２の後に
入れる必要がある。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は
従来の２周波中継方式を説明する図、第３図は一
周波中継方式を説明する図、第４図は一周波中継
方式における送受間干渉を説明するための図、第
５図は第４図のベースバンド等価回路を示す図、
第６図は本発明の構成要素の一つ、周波数シフタ
の一実施例を示す図、第７図は基本的な送受間干
渉除去回路のブロツク図を示す図、第８図はフロ
ント・バツクの送受間干渉除去回路のブロツク図
を示す図である。 図において、１……周波数シフタ、２……乗算
器、３……減算器、４……送信器、５……受信
器、６……遅延回路、８，９……アンテナ、をそ
れぞれ示す。
従来の２周波中継方式を説明する図、第３図は一
周波中継方式を説明する図、第４図は一周波中継
方式における送受間干渉を説明するための図、第
５図は第４図のベースバンド等価回路を示す図、
第６図は本発明の構成要素の一つ、周波数シフタ
の一実施例を示す図、第７図は基本的な送受間干
渉除去回路のブロツク図を示す図、第８図はフロ
ント・バツクの送受間干渉除去回路のブロツク図
を示す図である。 図において、１……周波数シフタ、２……乗算
器、３……減算器、４……送信器、５……受信
器、６……遅延回路、８，９……アンテナ、をそ
れぞれ示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送信ポートより第１のデイジタル変調波を送
信し、送信ポートと同方向に設けられた受信ポー
トより、前記第１のデイジタル変調波と同一周波
数の第２のデイジタル変調波を受信する一周波中
継器において、 (a) 前記第１のデイジタル変調波の一部を抽出
し、前記第１，第２のデイジタル変調波の送受
信周波数差だけ周波数シフトして出力する周波
数シフター (b) 前記送信ポートと受信ポートとの間の干渉量
に比例する係数を前記周波数シフター出力に乗
ずる乗算器 (c) 該乗算器出力を前記受信ポートから得られる
第２のデイジタル変調波から減ずる減算器 (d) 前記乗算器出力と前記受信ポートを復調した
信号の符号識別誤差（復調信号−復調信号の識
別値）との間の位相差を検出し、該位相差の極
性に応じて前記周波数シフターの周波数シフト
量を制御する位相差検出器とを含み 前記送信ポートから前記受信ポートへの送受間
干渉を除去することを特徴とする一周波中継器。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60062414A JPS61220545A (ja) | 1985-03-27 | 1985-03-27 | 一周波中継器 |
| CA000499209A CA1235751A (en) | 1985-01-09 | 1986-01-08 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| EP86100232A EP0187672B1 (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| DE8686100232T DE3681798D1 (de) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | Einfrequenzfunkrelais fuer ein digitales mikrowellenfunksystem mit kompensation der interfrequenz zwischen sender und empfaenger. |
| US06/817,380 US4701935A (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| AU52119/86A AU574995B2 (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency digital radio repeater |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60062414A JPS61220545A (ja) | 1985-03-27 | 1985-03-27 | 一周波中継器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61220545A JPS61220545A (ja) | 1986-09-30 |
| JPH0558307B2 true JPH0558307B2 (ja) | 1993-08-26 |
Family
ID=13199465
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60062414A Granted JPS61220545A (ja) | 1985-01-09 | 1985-03-27 | 一周波中継器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61220545A (ja) |
-
1985
- 1985-03-27 JP JP60062414A patent/JPS61220545A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61220545A (ja) | 1986-09-30 |
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