JPS61224899A - Ｐｗｍインバ−タの制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバ−タの制御装置Info
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- JPS61224899A JPS61224899A JP60063642A JP6364285A JPS61224899A JP S61224899 A JPS61224899 A JP S61224899A JP 60063642 A JP60063642 A JP 60063642A JP 6364285 A JP6364285 A JP 6364285A JP S61224899 A JPS61224899 A JP S61224899A
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- Japan
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- signal
- current
- motor
- hysteresis width
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation
- H02P27/10—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation using bang-bang controllers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は正弦波電流指令信号と電流検出信号との電流偏
差の大きさと極性の関係に基づいて得られるパルス幅変
調パルスによって点弧制御されるＰＷＭインバータの制
御装置に関する。
差の大きさと極性の関係に基づいて得られるパルス幅変
調パルスによって点弧制御されるＰＷＭインバータの制
御装置に関する。
’ ＰＷＭインバータの制御方式として、正弦波電流
指令信号と電流検出信号の電流偏差の大きさと極性の関
係に基づいて得られるパルス幅変調パルスによって点弧
側＠を行う方式がある。仁の制御方式は通称電流比較制
御方式と呼ばれている。電流比較制御方式はＰＷＭイン
バータの出力電流を瞬時値側−できるので電流制御の応
答性を向上できる。電流比較制御方式は正弦波電流指令
信号と電流検出信号との゛電流偏差をヒステリシス特性
を有する比較手段に加えてパルス幅変調パルスを得てい
る。
指令信号と電流検出信号の電流偏差の大きさと極性の関
係に基づいて得られるパルス幅変調パルスによって点弧
側＠を行う方式がある。仁の制御方式は通称電流比較制
御方式と呼ばれている。電流比較制御方式はＰＷＭイン
バータの出力電流を瞬時値側−できるので電流制御の応
答性を向上できる。電流比較制御方式は正弦波電流指令
信号と電流検出信号との゛電流偏差をヒステリシス特性
を有する比較手段に加えてパルス幅変調パルスを得てい
る。
ところで、交＃、ｆＩｔ動機を駆動するＰＷＭインバー
タを電流比較制御方式で制御する場合、低速度領域にＰ
いては電動機の誘起起イカが小さい九めＰＷＭインバー
タ金構成するス・イツチング素子のスイッチング周波数
が高くなる。スイッチング周波数が凋くなるとスイッチ
ング損失の増加にょってスイッチング素子を焼損するこ
とがある。スイッチング素子の・焼損を防止するために
、本出願人は先に％開昭５８−６６５８４号として交流
電動機の低速度領域において比較手段のヒステリシス幅
を大きくすることを提案している。ところが、交流１＠
機の負荷が低速度領域において低トルクの運転を要求さ
れるものの場合、換言すると電動機の発生トルク（軸ト
ルク）を微少に制御することが必要な場合にはトルクリ
ップルが大きくなるという問題点を有している。トルク
リップルが大きくなるのは比較手段のヒステリシス幅を
大きくする結果、電動機電流のリップル幅が大きくなる
ためである。
タを電流比較制御方式で制御する場合、低速度領域にＰ
いては電動機の誘起起イカが小さい九めＰＷＭインバー
タ金構成するス・イツチング素子のスイッチング周波数
が高くなる。スイッチング周波数が凋くなるとスイッチ
ング損失の増加にょってスイッチング素子を焼損するこ
とがある。スイッチング素子の・焼損を防止するために
、本出願人は先に％開昭５８−６６５８４号として交流
電動機の低速度領域において比較手段のヒステリシス幅
を大きくすることを提案している。ところが、交流１＠
機の負荷が低速度領域において低トルクの運転を要求さ
れるものの場合、換言すると電動機の発生トルク（軸ト
ルク）を微少に制御することが必要な場合にはトルクリ
ップルが大きくなるという問題点を有している。トルク
リップルが大きくなるのは比較手段のヒステリシス幅を
大きくする結果、電動機電流のリップル幅が大きくなる
ためである。
本発明は上記点に対処して成されたもので、その目的と
するところは低速度領域において変流電動機の発生トル
クのリップルを小さくできるＰＷＭインバータの制御装
置を提供することにある。
するところは低速度領域において変流電動機の発生トル
クのリップルを小さくできるＰＷＭインバータの制御装
置を提供することにある。
本発明の特徴とするところは交流電動機の低速度領域に
おいてトルクが所定値以下の際には電動機速度に比例し
て比較手段のヒステリシス幅を小さくするようにしたこ
とにある。
おいてトルクが所定値以下の際には電動機速度に比例し
て比較手段のヒステリシス幅を小さくするようにしたこ
とにある。
本発明の一実施例を第１図、第２図に示す。第１図は制
御回路の構成図で、第２図は主回路構成図である。
御回路の構成図で、第２図は主回路構成図である。
第２図において、交流電源１の交流電圧はダイオードで
構成される全波整流回路１０によって整流される。全波
整流回路１０の直流出力は平滑コンデンサ２０により平
滑される。平滑された直流電圧はトランジスタＴ ＵＰ
、 ＴｕＮ＃ Ｔｖｐ 、 ＴＶＮ 。
構成される全波整流回路１０によって整流される。全波
整流回路１０の直流出力は平滑コンデンサ２０により平
滑される。平滑された直流電圧はトランジスタＴ ＵＰ
、 ＴｕＮ＃ Ｔｖｐ 、 ＴＶＮ 。
ＴＷＰ、 ＴＷＮ ｔ−グレーツ結線して構成された
ＰＷＭインバータ３０に供給される。ＰＷＭインバータ
３０を構成するトランジスタＴａｐ〜ＴＷＨにはそれぞ
れ還流ダイオードＤが逆並列接続されている。ＰＷＭイ
ンバータ３０はトランジスタＴｔｒｐ〜Ｔｗにを所定の
タイミングにてオンオフ制御されることによって交流電
動機２に３相の正弦波電圧を印加する交流電動機２に供
給される各相電流はそれぞれ電流検出器５Ｕ、５Ｖ、５
Ｗによって検出される。また電動機２には速度検出器３
が機械的に直結されている。
ＰＷＭインバータ３０に供給される。ＰＷＭインバータ
３０を構成するトランジスタＴａｐ〜ＴＷＨにはそれぞ
れ還流ダイオードＤが逆並列接続されている。ＰＷＭイ
ンバータ３０はトランジスタＴｔｒｐ〜Ｔｗにを所定の
タイミングにてオンオフ制御されることによって交流電
動機２に３相の正弦波電圧を印加する交流電動機２に供
給される各相電流はそれぞれ電流検出器５Ｕ、５Ｖ、５
Ｗによって検出される。また電動機２には速度検出器３
が機械的に直結されている。
第１図はＰＷＭインバータ３０を構成するトランジスタ
Ｔｏｐ〜ＴＷＨのベースに制御信号ＵＰ。
Ｔｏｐ〜ＴＷＨのベースに制御信号ＵＰ。
ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮｔ−与えてこれらをオン
オフ制御する制御回路を示す。第１図は一相分のみを詳
細に示し、他の三相分くついては、図示したー相分と同
一ということからその詳細を省略しである。
オフ制御する制御回路を示す。第１図は一相分のみを詳
細に示し、他の三相分くついては、図示したー相分と同
一ということからその詳細を省略しである。
ｇ１図において、インバータ出力電流の瞬時値量（正弦
波）を指令する電流指令信号ｉσＴ ’Ｖ１１、と電
流検出器５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの検出信号ｉＵ。
波）を指令する電流指令信号ｉσＴ ’Ｖ１１、と電
流検出器５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの検出信号ｉＵ。
ｉｙ、ｉｙが各相の制御回路に入力されている。
電流指令信号ｉｎ （ｉｖ、ｉｗ）は抵抗７１ｙｋ介し
て比較器７０に入力され、電流検出信号ＩＵ（ｉｖ、ｉ
ｗ）は抵抗７２を介して比較器７ｏに入力される。なお
、電流指令信号ｉｔｒ （ｉｖ、；、）と電流検出信号
ｉｎ （ｉｖ、ｉｗ）はその極性が同極性信号として比
較器７０に人力されている。
て比較器７０に入力され、電流検出信号ＩＵ（ｉｖ、ｉ
ｗ）は抵抗７２を介して比較器７ｏに入力される。なお
、電流指令信号ｉｔｒ （ｉｖ、；、）と電流検出信号
ｉｎ （ｉｖ、ｉｗ）はその極性が同極性信号として比
較器７０に人力されている。
一方、交流電動機２の負荷電施工は電流検出器５Ｕ、５
Ｖ、５Ｗで検出され比較器９０に演算抵抗器９１全通し
て入力され、トルク設定器９３で設定された所定の低負
荷トルクに相当するトルク設定信号と比較される。比較
器９０はトルク設定器９３による設定信号よりも負荷電
流信号Ｉが小さいときのみ出力りＶ−９４ｔ−オンする
。交流電動機２に連結されている速度検出器３により検
出された速度信号Ｎは抵抗器８１を通して演算増幅器８
０に入力され、演算抵抗８３により演算されて速度信号
Ｎに比例した信号を得る。
Ｖ、５Ｗで検出され比較器９０に演算抵抗器９１全通し
て入力され、トルク設定器９３で設定された所定の低負
荷トルクに相当するトルク設定信号と比較される。比較
器９０はトルク設定器９３による設定信号よりも負荷電
流信号Ｉが小さいときのみ出力りＶ−９４ｔ−オンする
。交流電動機２に連結されている速度検出器３により検
出された速度信号Ｎは抵抗器８１を通して演算増幅器８
０に入力され、演算抵抗８３により演算されて速度信号
Ｎに比例した信号を得る。
今、負荷電流信号工がトルク設定器９０によシ定められ
た設定信号以下となり出力リレー９４がオン状態になる
と、演算増幅器８０の出力Ｎは接点９４ａ’ｉ介して関
数発生器８４に加えられる。
た設定信号以下となり出力リレー９４がオン状態になる
と、演算増幅器８０の出力Ｎは接点９４ａ’ｉ介して関
数発生器８４に加えられる。
関数発生器８４は第３図に示すごとく速度信号Ｎを入力
とし、速度信号Ｎに対し反比例の出力信号Δｈを発生す
る。信号Δｈは回転速度が高くなると所定の点で零とな
り、その最大値をΔｈ、とする。
とし、速度信号Ｎに対し反比例の出力信号Δｈを発生す
る。信号Δｈは回転速度が高くなると所定の点で零とな
り、その最大値をΔｈ、とする。
一方、ヒステリシス幅設定器９５による一定のヒステリ
シス信号Δｈ、と関数発生器８４の出力信号Δｈを補正
信号として演算器ｉ５で比較演算しその差信号ΔＨを得
るっこの幅偏差信号ΔＨはΔＨ＝Ｊｈ、−Δｈ（但し、
Δｈ、）Δｈ）の関係が成立する。演算器８５は第３図
に示す如き幅偏差信号ΔＨを出力する。ヒステリシス幅
ΔＨの最大値はΔｈ、となシ、また最小値はΔｈ、−Δ
ｈ、となる。最大値を設定するのは交流電動機の負荷電
流の最大リップル量を制限する為であり、また、最小値
はトランジスタ等のスイッチング素子のスイッチング損
失を制限する意味から、必要以上のスイッチング周波数
の上昇を防止するためである。
シス信号Δｈ、と関数発生器８４の出力信号Δｈを補正
信号として演算器ｉ５で比較演算しその差信号ΔＨを得
るっこの幅偏差信号ΔＨはΔＨ＝Ｊｈ、−Δｈ（但し、
Δｈ、）Δｈ）の関係が成立する。演算器８５は第３図
に示す如き幅偏差信号ΔＨを出力する。ヒステリシス幅
ΔＨの最大値はΔｈ、となシ、また最小値はΔｈ、−Δ
ｈ、となる。最大値を設定するのは交流電動機の負荷電
流の最大リップル量を制限する為であり、また、最小値
はトランジスタ等のスイッチング素子のスイッチング損
失を制限する意味から、必要以上のスイッチング周波数
の上昇を防止するためである。
出力リレー９４がトルク設定器９３で設定された所定の
負荷以上の場合はオフとなシ、ヒステリシス幅信号ΔＨ
＝Δｈ、となって高負荷状態ではヒステリシス幅信号Δ
Ｈは速度の条件信号Δｈが切り離され、ヒステリシス幅
設定器９５の信号Δｈ、でのみ制御されるものとなる。
負荷以上の場合はオフとなシ、ヒステリシス幅信号ΔＨ
＝Δｈ、となって高負荷状態ではヒステリシス幅信号Δ
Ｈは速度の条件信号Δｈが切り離され、ヒステリシス幅
設定器９５の信号Δｈ、でのみ制御されるものとなる。
演算器８５の出力ΔＨけ抵抗器６１を介して演算増幅器
６０．６４に人力され演算抵抗器６３゜６５によって所
定の増幅ｆ、に増幅され出力＋ΔＨ。
６０．６４に人力され演算抵抗器６３゜６５によって所
定の増幅ｆ、に増幅され出力＋ΔＨ。
−ΔＨ４−得る。演算増幅器６０の出力と比較器７０の
出力との間には抵抗器７７を介して演算増幅器６０つ出
力側をアノード側とじ九特性のダイオード７５が設けら
れ、また演算増幅器６４の出力側全カソードとした特性
のダイオード７６が設けられている。演算増幅器６０．
６４のそれぞれの出力＋ΔＮ、−ΔＮの値が変ることに
より、ヒステリシス幅が変えられるう このヒステリシス幅制御回路については特開昭５９−１
１７４９４号にも示されている。比較器７０の出力信号
ＵＰはトランジスタＴｏｐ のオンオフ信号となり、ま
た信号ＵＰは極性反転増幅器７８を介して信号ＵＮとな
ってトランジスタＴｕＮのオンオフ信号となる。他のト
ランジスタＴｖｐ＋ＴｖＮ、Ｔｗｐ 、ＴｗＮについて
も同様に信号ｖＰ。
出力との間には抵抗器７７を介して演算増幅器６０つ出
力側をアノード側とじ九特性のダイオード７５が設けら
れ、また演算増幅器６４の出力側全カソードとした特性
のダイオード７６が設けられている。演算増幅器６０．
６４のそれぞれの出力＋ΔＮ、−ΔＮの値が変ることに
より、ヒステリシス幅が変えられるう このヒステリシス幅制御回路については特開昭５９−１
１７４９４号にも示されている。比較器７０の出力信号
ＵＰはトランジスタＴｏｐ のオンオフ信号となり、ま
た信号ＵＰは極性反転増幅器７８を介して信号ＵＮとな
ってトランジスタＴｕＮのオンオフ信号となる。他のト
ランジスタＴｖｐ＋ＴｖＮ、Ｔｗｐ 、ＴｗＮについて
も同様に信号ｖＰ。
ＶＮ、ＷＰ、ＷＮの信号でオンオフされる。
トランジスタＴｏｐ、Ｔｔ＋ｙのオンオフ状態は第４図
に示す如く、比較器７０の出力信号すなわち、電流指令
信号ｉ：とｔｆｌ検出信号ｉｇの偏差信号がヒステリシ
ス幅の上限値（＋ΔＨ）ｔ−越えるときその出力ＵＰが
反転しトランジスタＴｏｐがオフしてＰＷＭインバータ
３０の出力電流ｉσが減少する方向に制御される。そし
てインバータ出力電流が減少して前記１口とｉｇとの偏
差信号がヒステリシス幅の下限値（−ΔＮ）ｔ−下まわ
るとき出力ＵＰが再度反転してトランジスタＴＩＩＩＰ
がオンされインバータ３０の出力電流ｉυが増加する
。
に示す如く、比較器７０の出力信号すなわち、電流指令
信号ｉ：とｔｆｌ検出信号ｉｇの偏差信号がヒステリシ
ス幅の上限値（＋ΔＨ）ｔ−越えるときその出力ＵＰが
反転しトランジスタＴｏｐがオフしてＰＷＭインバータ
３０の出力電流ｉσが減少する方向に制御される。そし
てインバータ出力電流が減少して前記１口とｉｇとの偏
差信号がヒステリシス幅の下限値（−ΔＮ）ｔ−下まわ
るとき出力ＵＰが再度反転してトランジスタＴＩＩＩＰ
がオンされインバータ３０の出力電流ｉυが増加する
。
以上の様にして制御するのであるが、交流電動機２０回
転速ＫＮが低くなればなる程、そのときの負荷電施工が
低い場合の条件において、回転速度信号Ｎ’ｔパラメー
タにして、ヒステリシス幅を小さくしてＰＷＭインバー
タのｔｉリップル量を減少させるようにしている。
転速ＫＮが低くなればなる程、そのときの負荷電施工が
低い場合の条件において、回転速度信号Ｎ’ｔパラメー
タにして、ヒステリシス幅を小さくしてＰＷＭインバー
タのｔｉリップル量を減少させるようにしている。
運転周波数が低い領域すなわち回転速度が低い場合では
電動機２の逆起電圧が低いばかりではなくその電圧は残
留磁束等の影響を受けやすくなるためスイッチング電流
の立上りを乱し規則的なＰＷＭスイッチング電流波形が
得られなくなる。
電動機２の逆起電圧が低いばかりではなくその電圧は残
留磁束等の影響を受けやすくなるためスイッチング電流
の立上りを乱し規則的なＰＷＭスイッチング電流波形が
得られなくなる。
これらＯ状態を第５図により説明する。ヒステリシス幅
をΔＨ’としたとき、電動機２に流れる電流（検出ＩＥ
！７１Ｅｌσ勺はそのスイッチング時間ｔ、１゜Ｌｔ＋
ｒ ｔ、２． ｔｔｓのごとくそれぞれ異りたもの
となり、これは正弦波電流波形を大きく乱す形となる。
をΔＨ’としたとき、電動機２に流れる電流（検出ＩＥ
！７１Ｅｌσ勺はそのスイッチング時間ｔ、１゜Ｌｔ＋
ｒ ｔ、２． ｔｔｓのごとくそれぞれ異りたもの
となり、これは正弦波電流波形を大きく乱す形となる。
さらにはこれらの影響は三相誘導［動機においては各相
の電流パラノスが不平責となり電動機軸の出力のトルフ
リラブルとなる。この問題は低トルク領域での影響が大
である。本発明はこの低トルク条件の下で速［−パラメ
ータとしてヒステリシス１＠ヲ制御している。′第５図
のヒステリシス幅ΔＨの状態は低トルクの条件下で低速
度領域のＰＷＭスイッチング電流ｉｇが本発明で制御さ
れた状態つ波形を示したものである。ヒステリシス幅が
小となると同時Ｋ、スイッチング周波数も高く制御され
、電流リップル量が減少すると共に周期が短くなってお
り正弦波電流指令ｉυにより近づいたｔ＃性が得られる
。
の電流パラノスが不平責となり電動機軸の出力のトルフ
リラブルとなる。この問題は低トルク領域での影響が大
である。本発明はこの低トルク条件の下で速［−パラメ
ータとしてヒステリシス１＠ヲ制御している。′第５図
のヒステリシス幅ΔＨの状態は低トルクの条件下で低速
度領域のＰＷＭスイッチング電流ｉｇが本発明で制御さ
れた状態つ波形を示したものである。ヒステリシス幅が
小となると同時Ｋ、スイッチング周波数も高く制御され
、電流リップル量が減少すると共に周期が短くなってお
り正弦波電流指令ｉυにより近づいたｔ＃性が得られる
。
第６図にヒステリシス幅制御回路の他の例を示す。
第６図は関数発生器１１０の特性と第７図の如く回転速
ＵＮに対してヒステリシス幅ΔＨを増加するようにして
いる。第６図において演算増幅器８０の出力信号Ｎの特
性、負荷検出出力リレー９４の動作は第１図で説明した
通りである。関数発生器１１０の入力にヒステリシス幅
設定器９５の出力信号Δｈ８が入力される点が異る。第
６図の実施例では、交流電動機の負荷が所定の値以下の
とき関数発生器１１０の入力を演算増幅器８０の出力信
号Ｎとし、負荷が所定の値以上のときは、ヒステリシス
幅設定器９５の出力信号Δｈ８とする如く、負荷検出リ
レー９４の接点９４ａ、９４ｂで切換えるものである。
ＵＮに対してヒステリシス幅ΔＨを増加するようにして
いる。第６図において演算増幅器８０の出力信号Ｎの特
性、負荷検出出力リレー９４の動作は第１図で説明した
通りである。関数発生器１１０の入力にヒステリシス幅
設定器９５の出力信号Δｈ８が入力される点が異る。第
６図の実施例では、交流電動機の負荷が所定の値以下の
とき関数発生器１１０の入力を演算増幅器８０の出力信
号Ｎとし、負荷が所定の値以上のときは、ヒステリシス
幅設定器９５の出力信号Δｈ８とする如く、負荷検出リ
レー９４の接点９４ａ、９４ｂで切換えるものである。
設定信号Δｈ、の大きさは第７図中Ａ点で示す関数発生
器１１０の入力点の設定とし関数発生器の出力を最大値
ΔＨ！に制限する。また、信号Ｎが零のときでも関数発
生器１１０の出力を規定の最小値ΔＨ１に制限する様に
してヒステリシス幅を制御しＰＷＭスイッチング周波数
を所定の大きさの範囲に制限する。
器１１０の入力点の設定とし関数発生器の出力を最大値
ΔＨ！に制限する。また、信号Ｎが零のときでも関数発
生器１１０の出力を規定の最小値ΔＨ１に制限する様に
してヒステリシス幅を制御しＰＷＭスイッチング周波数
を所定の大きさの範囲に制限する。
〔発明の効果〕
以上説明したように本発明によればヒステリシス幅を制
御するだけで交流電動機の発生トルクのリップルを小さ
くできる。また、トランジスタ等のスイッチング素子は
オンオフ周波数を増加させることによりスイッチング損
失が増大し、実負荷電流を流す場合の熱容量に制限を生
じることが考えられるが本発明によればスイッチング周
波数の高い場合は負荷電流の小さい状態にある様に制御
□ されていることからトランジスタの過負荷の心配は
なく負荷に応じた最適な条件で装置が構成できる。
御するだけで交流電動機の発生トルクのリップルを小さ
くできる。また、トランジスタ等のスイッチング素子は
オンオフ周波数を増加させることによりスイッチング損
失が増大し、実負荷電流を流す場合の熱容量に制限を生
じることが考えられるが本発明によればスイッチング周
波数の高い場合は負荷電流の小さい状態にある様に制御
□ されていることからトランジスタの過負荷の心配は
なく負荷に応じた最適な条件で装置が構成できる。
なお、上述の実施例ではインバータにトランジスタを用
いて説明したが、ＧＴＯサイリスタなどを用いることに
関しても全く同様な効果となる。
いて説明したが、ＧＴＯサイリスタなどを用いることに
関しても全く同様な効果となる。
また、負荷の状態の検出信号として交流電動機入力電流
を用いたがこれは、ベクトル制御方式等のインバータ制
御回路に含まれる電流指令あるいはトルク指令信号を用
いること、または交流電動機に連結される負荷トルク検
出器等から得られる軸トルク信号を用いても同様な効果
が得られることは言うまでもない。
を用いたがこれは、ベクトル制御方式等のインバータ制
御回路に含まれる電流指令あるいはトルク指令信号を用
いること、または交流電動機に連結される負荷トルク検
出器等から得られる軸トルク信号を用いても同様な効果
が得られることは言うまでもない。
第１図、第２図は本発明の一実施例を示す構成図、第３
図は第２図における関数発生器の特性図、第４因は動作
説明用波形図、第５因は従来と本発明の動作波形図、”
４６図はヒステリシス幅調整口の他の一例構成図、第７
図は第６図における関数発生器の特性図である。 １・・・交流ｉｌ源、２・・・交流電動機、３・・・速
度検出器、Ｔ・・・トランジスタ、５・・・電流噴出器
、６０．６４・・・ヒステリシス幅指令演算増幅器、７
０・・・比較器、８０・・・ヒステリシス幅可変用演算
増幅器、８４・・・ヒステリシス幅可変用関数発生器、
８５・・・比較演算器、９０・・・負荷信号比較器、９
４・・・負荷検出出力リレー、９５・・・ヒステリシス
幅設定器、１００・・・ヒステリシス調整回路。
図は第２図における関数発生器の特性図、第４因は動作
説明用波形図、第５因は従来と本発明の動作波形図、”
４６図はヒステリシス幅調整口の他の一例構成図、第７
図は第６図における関数発生器の特性図である。 １・・・交流ｉｌ源、２・・・交流電動機、３・・・速
度検出器、Ｔ・・・トランジスタ、５・・・電流噴出器
、６０．６４・・・ヒステリシス幅指令演算増幅器、７
０・・・比較器、８０・・・ヒステリシス幅可変用演算
増幅器、８４・・・ヒステリシス幅可変用関数発生器、
８５・・・比較演算器、９０・・・負荷信号比較器、９
４・・・負荷検出出力リレー、９５・・・ヒステリシス
幅設定器、１００・・・ヒステリシス調整回路。
Claims (1)
- １、交流電動機を駆動するＰＷＭインバータと、該ＰＷ
Ｍインバータの出力電流を検出する電流検出手段と、正
弦波電流指令信号と電流検出信号を比較した電流偏差の
大きさと極性に基づいたパルス幅変調パルスを出力する
ヒステリシス特性を有する比較手段と、前記交流電動機
の速度信号とトルク信号を入力し前記比較手段のヒステ
リシス幅を変化させるヒステリシス幅調整手段とを具備
し、該ヒステリシス幅調整手段は前記交流電動機の低速
度領域においてトルクが所定値以下の際に前記速度信号
に比例してヒステリシス幅を小さくするようにしたこと
を特徴とするＰＷＭインバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60063642A JPS61224899A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60063642A JPS61224899A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61224899A true JPS61224899A (ja) | 1986-10-06 |
| JPH0452719B2 JPH0452719B2 (ja) | 1992-08-24 |
Family
ID=13235209
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60063642A Granted JPS61224899A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61224899A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030050454A (ko) * | 2001-12-18 | 2003-06-25 | 현대자동차주식회사 | 하이브리드 전기 자동차의 모터 제어장치 및 방법 |
| KR100423992B1 (ko) * | 2002-01-12 | 2004-03-22 | 삼성전자주식회사 | 단상 인버터의 저속 리플전류 억제장치 및 그 방법 |
| JP2011078252A (ja) * | 2009-09-30 | 2011-04-14 | Toshiba Corp | 電圧形インバータの制御装置 |
| WO2011060783A3 (de) * | 2009-11-18 | 2011-11-24 | Trinamic Motion Control Gmbh & Co. Kg | Verfahren und schaltungsanordnung zur stromregelung bei motoren |
| JP2012244804A (ja) * | 2011-05-20 | 2012-12-10 | Toyota Motor Corp | モータ駆動制御システムおよびそれを搭載する車両、ならびにモータ駆動制御システムの制御方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5866584A (ja) * | 1981-10-12 | 1983-04-20 | Hitachi Ltd | 電流比較形交流電源装置 |
-
1985
- 1985-03-29 JP JP60063642A patent/JPS61224899A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5866584A (ja) * | 1981-10-12 | 1983-04-20 | Hitachi Ltd | 電流比較形交流電源装置 |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030050454A (ko) * | 2001-12-18 | 2003-06-25 | 현대자동차주식회사 | 하이브리드 전기 자동차의 모터 제어장치 및 방법 |
| KR100423992B1 (ko) * | 2002-01-12 | 2004-03-22 | 삼성전자주식회사 | 단상 인버터의 저속 리플전류 억제장치 및 그 방법 |
| JP2011078252A (ja) * | 2009-09-30 | 2011-04-14 | Toshiba Corp | 電圧形インバータの制御装置 |
| WO2011060783A3 (de) * | 2009-11-18 | 2011-11-24 | Trinamic Motion Control Gmbh & Co. Kg | Verfahren und schaltungsanordnung zur stromregelung bei motoren |
| US9030150B2 (en) | 2009-11-18 | 2015-05-12 | Trinamic Motion Control Gmbh & Co. Kg | Method and circuit arrangement for controlling current in motors |
| JP2012244804A (ja) * | 2011-05-20 | 2012-12-10 | Toyota Motor Corp | モータ駆動制御システムおよびそれを搭載する車両、ならびにモータ駆動制御システムの制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0452719B2 (ja) | 1992-08-24 |
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