JPS612407A - 適応帯域幅増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は適応帯域幅増幅器に関する。特に、本発明は、
無線通信受信機（例えば、セル型無線装置）の集積回路
ＩＦ（中間周波数）増幅器の最終段に典型的に関連する
広帯域雑音の問題を対象とする。検出器回路に供給され
る増幅された信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）は、各々が
増大された［ミラー（Ｍｉｌｌｅｒ　）　Ｊ効果入力容
量を有するカスケード接続された自己制限増幅器を使用
して、最終ＩＦ増幅器段の帯域幅を自動的に信号レベル
に感応して適応させることにより改良される。

従来技術においては、通常、無線通信受信機に広帯域集
積回路ＩＦ増幅器を使用しており、ＩＦ増幅器間には個
別の周波数選択フィルタが設けられている。典型的には
、集積回路検出器が共通のシリコンチップ上で最終ＩＦ
増幅器段の直後に接続されている。従って、最終段から
の増幅されたＩＦ信号を検出前に＞Ｐ波する実際的な方
法はほどんどない。この場合において、最終ＩＦ増幅器
から検出器に達する雑音は比較的広帯域の雑音であり、
従ってシステム全体のＳ／Ｎ比はチャンネル（またはシ
ステム）のＩＦ帯域幅に対する最終段の増幅器の帯域幅
の比に比例する量だけ低下する。

特に、信号レベルが小さい場合にはＳ／Ｎ比のこの低下
は重要である。

従来の解決法の一つは、最終集積回路増幅器より前で必
要とされる総合利得の大部分を得ることである（この場
合、比較的狭帯域の個別の周波数フィルタを通過させる
ことができる）。これは雑音を低減することばないが、
信号を増大することによって信号対雑音比を改良してい
る。この解決法の容易にわかる欠点は電力条件が増大し
、コストが増大することである。代りの方法として、検
出器の前に余分な雑音帯域制限フィルタを使用すること
もできるが、これはまたコストが増大し、余分なパッケ
ージ用ビンを少なくとも２つ必要とし、このため集積回
路のコストおよび複雑さを増大する。

この問題に対する別の（更に複雑な）従来の方法はチャ
ンネル帯域幅を制御することによりシステム全体の雑音
指数を改良することである。このような従来技術の例が
米国特許第３９０９７２９号、米国特許第３２１７２５
７号、米国特許第２９６９４．５９＠に記載されている
。

一般に、このような従来技術は能動帰還制御ループに依
存しており、選択された回路領域に対して可変チャンネ
ル帯域幅制御を達成している。例えば、上述した３つの
特許はすべてこの技術を使用している。

最終ＩＦ増幅器の帯域幅を減少することはＳ／Ｎ指数を
改良することになり、その結果最終ＩＦ増幅器の前に必
要とされるＩＦ利４５［が減少する。

これは、ＩＦ利得および一波作用を集中させることを可
能にし、必要とする回路の数を低減し、その結果受信機
の大ぎさおよびコストを低減するので、（Ｓ／Ｎ化のみ
に関する限りにおいては）好ましいことである。

従って、雑音を考慮でることが最も重要である低い信号
レベルにおいては、Ｒ終ＩＦ増幅器段の帯域幅を減少す
ることは非常に望ましいものである。インダクタおよび
非常に大きなコンデンサを集積回路形式で実現すること
は非常に困難であるので、簡単な抵抗／容量（Ｒ／Ｃ）
時定数が同調ＲＬＣ（抵抗／インダクタンス／容闇）回
路よりも好ましい。

信号レベルが高い場合には、雑音は余り問題とならない
が、振幅−位相変換によって生ずる歪みが問題となる。

この問題はく例えば、帯域幅減少回路の）追加された容
量によって増大される。というのは、任意の段のトラン
ジスタに対する駆動の変化がスルーレート（Ｓ　ｆｅｗ
−ｒａｔｅ）特性の減少により検出器の出力波形により
大きな変化を生じさせるためである。

理想的な解決方法は、レベルに感応する、最終ＩＦ増幅
器段の適応帯域幅減少技術を用いることであり、このよ
うな技術を本発明により提供する。

ＩＦ増幅器段の自動的な信号レベル感応適応制御を（能
動帰還制御ループを必要とせずに）行う本発明の１づの
特徴は、個々のカスケード接続された自己制限増幅器段
に関連した周知の「ミラー」効果を使用することである
。

本発明は、（雑音に関して最も問題となる）低い信号レ
ベルにおいて、増幅器の帯域幅を自動的に減少する。こ
の適応制御の特徴は、高い信号レベルにおいては１Ｆ増
幅器の帯域幅を増大し、また低い信号レベルにおいては
帯域幅を減少することである。高い信号レベルにおいて
は、雑音レベルは余り問題とならないが、振幅−位相変
換による歪みが問題となる。従来の帯域幅減少回路では
容量を追加しているが、これは（増大した各賞の固有の
結果により）振幅−位相変換歪みを増大するであろう。

（高い信号レベルにおいて）容量を減らすように自動的
に動作させることにより、本発明はこの振幅−位相変換
による問題を軽減し、同時に低い信号レベルにおけるＳ
／Ｎ比の問題を解決する。

カスケード接続された多段の自己制限増幅器構成は、実
際の「オンチップ」容量の要求条件を低減するために各
段に関してミラー効果を利用している。カスケード接続
された多段構成の少なくとも後方の段は、高い信号レベ
ルの間、自己制限された低利得状態に駆動されて、以下
に詳細に説明するようにＩＦ増幅器の所望のレベル感応
適応動作を達成する。

Ｕオンチップ」容量により集積回路増幅器の帯域幅を低
・減しようとする際、容量増倍手段を用いない場合には
一層大ぎなシリコン面積が必要とされるであろう。「ミ
ラー」効果を利用する場合には、全体の容量の要求条件
が低減するばかりでなく、使用される利得段が制限段で
あるときには必要な適応動作が得られる。

ＦＭ受信機において振幅変調（ＡＭ）を位相変調（ＰＭ
）に変換する場合の歪みに対して最も敏感な段は最終の
制限されてないＩＦ段である。

（この段が最も大きな可変出力電圧の振れを生じるため
である）。本発明においては最終ＩＦ段は高い信号レベ
ルにおいて入力容量が減少されているので、スルーレー
トの制限が改良され、振幅−位相変換歪みの度合が最小
になる。

このように適応帯域幅は簡単にかつ最小のシリコン（ま
たは他の半導体）面積で達成されている。

へ態様においてはカスケード接続された自己制限増幅器
が使用され、各増幅器はその入力および出力間に小さな
ミラー効果帰還容量（例えば、増大されたコレクタ・ベ
ース間合１Ｊｃｃｂ）を有している。この結束、入力信
号レベルが増大したとき自動的に増大する適応帯域幅を
有する増幅器が得られ、したがって良好なＳ／Ｎ指数が
得られると共に優れたＡＭ−ＰＭ歪み排除機能が維持さ
れる。

このような増幅器は例えばＦＭ無線受信機用の集積化さ
れたＩＦ増幅器／検出器回路に用いられる。

使用される増幅器段においては、各段の帯域幅がその段
に関連する入力容量に反比例して変化することがわかる
であろう。そして、このような各段のミラー効果人力容
量は関連する入力信号レベルに従って自動的に変化する
。

従って、低い信号レベルが存在する場合、このような低
い信号レベルにおいては雑音が一層問題となるので、所
望の通りに帯域幅が減少される。

逆に、高い信号レベルの場合においては、ＩＦ増幅器段
の帯域幅は自動的に増大される。この所望の適応動作は
自動的であり、例示の実施例においては能動帰還制御ル
ープの必要もなく達成される。

次に添付図面を参照して好適実施例を詳細に説明する。

第１図には、本発明を用いて集積回路として形成した、
ＦＭ無線受信機のＩＦ増幅器／検出器回路６２（以後、
ＩＣ回路とも呼ぶ）を示し、この回路は入力６４に典型
的には約４５ＭＨ’ｚの第１の１Ｆ信号が供給される。

この第１のＩ［信号は前置増幅器６６を介してＩＦ混合
器６８に送られる。また、入カフ０から局部発振信号（
例えば本実施例においては約４４．５ＭＨｚの信号）が
前置増幅器７２を介して混合器６８に供給される。

混合器６８の出力は通常２つの入力周波数の差および和
を含んでいるが、第２のＩＦ信＠（例えば、４５−４４
．５＝０．５ＭＨｚ　）を発生する。この混合器の出力
はＩＣ回路６２の外部に配置されている個別の帯域フィ
ルタ７４によって「外部」ろ波作用を受ける。別の第２
のＩＦ倍信号（ＩＣ回路６２内の）別の前置増幅器７６
およびＩＣ回路６２の外部にある第２の個別のＩＦ帯域
フィルタ７８を介して「最終ＪＩＦ増幅器７９（増幅器
段８０．８２・・・８４を含む）に供給される。

増幅器段８０．８２・・・８４（例えば５段からなるも
の）が第２図に示されている。通常の受信信号強度指示
（Ｒ８ＳＩ）回路８６（増幅器段から入力を受ける装置
）が出力８８を有しており、この出力は典型的には無線
受信機の使用者によって見ることのできるメータのよう
な指示装置に接続するか、または無線制御回路に用いる
ことができる。増幅器段８４の出力は通常のＦＭ弁別器
９０に供給される（この弁別器は典型的にはコンデンサ
９２およびカッド（ｑｕａｃｌ）コイル９３と並列であ
る）。弁別器９０の出力は可聴周波増幅器９４に供給さ
れ、この増幅器９４は可聴周波出力９６に接続される。

第２図においては、一連のカスケード接続された５個の
演算増幅器段１０乃至１８（第１図の増幅器段８０．８
２・・・８４に対応する）が本発明の一実施例に従って
示されている。入力信号源２゜がカスケード接続された
第１の増幅器段１０に入力を供給する。各演算増幅器段
は利得Ａを有している。更に、各増幅器段はそれ自身の
等価並列容量２２乃至３０を有しており、その容量値は
Ｃで示されている。第２図の各増幅器段において、利得
Ａは（各増幅器がへ雷１である自己制限動作領域に駆動
されていない場合には）通常１より大ぎい。包括的に、
第２図のすべての増幅器段１ｏ乃至１８は、第１図に示
す最終ＩＦ（中間周波）増幅器７９を構成する。

第３図はＩＦ増幅器７９の低い信号レベルにおける等価
回路図である。第３図の等価回路は第２図に対する「ミ
ラー」効果容量２２乃至３０を解析することにより得ら
れる。ミラー効果は周知の現象であり、各演算増幅器段
の両端間に（すなわち、その出力端子から入力端子に）
接続された帰還容量は、その増幅器段におけるアースに
対するより大きな（増大された）入力容量によって表わ
される（これについてはミルマンおよびハルキアスの著
書″インチグレイテッド・エレクトロニクス（Ｉ　ｎｔ
ｅｇｒａｔｅｄ　Ｅ　１ｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）　”の５
２９乃至５３１頁を参照されたい）。従って、第３図の
入力容量３２乃至４０は第２図の容量２２乃至３０の増
大されたミラー効果入力容量を表わしているものである
。一般的な表現を用いると、各容量ｌ値Ｃの等価ミラー
効果入力容量値はＡ’　Ｃに等しい。

Ａ′は次式で表わされる。

Ａ’　＝　（’１−Ａ）　　　　　　　　　　＜１）し
かしながら、本発明においては増幅器段１０乃至１８の
実際の利得は−Ａで表わされるので、Ａ′の式は次のよ
うになる。

Ａ’　＝　（１＋Ａ）　　　　　　　　　　（２）従っ
て、各増幅器段のミラー効果容ωはその信号伝達利得Ａ
の絶対値に従って変化する。すべての増幅器段１０乃至
１８は実質的に１より大ぎい利得Ａを有しているので、
各増幅器段の入力容量は増大し、これによりこれらの関
連する増幅器段の帯域幅が（より低い利得を有する自己
制限増幅器段に比較して）減少することがわかるであろ
う。

第４図は第２図の回路の高信号レベルにお【プる等価回
路図であり、本発明による帯域幅の適応制御技術を例示
するものである。演算増幅器段１４乃至１８が高信号レ
ベルによって自己制限状態に自動的に駆動されたものと
仮定している。周知のように（上述した“インチグレイ
テッド・エレクトロニクス”　５１１頁参照）増幅器段
１４乃至１８がごの自己制限状態に駆動されている間、
これらの利得Ａは実効的に１になる（すなわちＡ”１）
。ミラー効果容量は（上述したように）増幅器利得Ａに
従って変化するので、ミラー効果人力容量３６乃至４０
は第３図の低信号レベルに対する等価回路におけるより
も低い容量値を有している。

このように相対的に減少したミラー容量のためにＩＦ増
幅器のこれらの後方の増幅器段の帯域幅は相対的に増大
する。この容量に対する帯域幅の関係は第５図乃至第９
図を参照して更に後で説明する。

第２図乃至第４図を要約すると、低い信号レベルが生じ
ている間（第３図）、最終ＩＦ増幅器段の帯域幅を自動
的に減少して全体のＳ／Ｎ比を改善するような適応帯域
幅ＩＦ増幅器が提供される。

このＩＦ増幅器の帯域幅は（個別の周波数フィルタによ
って決定されるような）有効チャンネル帯域幅よりもか
なり広いことに注意されたい。高い信号レベルが生じて
いる間（第４図）、増幅器の帯域幅は相対的に増大する
（これはＩＦ増幅器段のスルーレートを改善し、振幅−
位相変換による歪みの度合を最小にする）が、信号レベ
ルが比較的高いために受信機の全体のＳ／Ｎ比に悪影響
を与えない。

第５図は、高い信号レベルが生じている間は自己制限状
態に駆動される３つの段１４乃至１８の内の２つの段の
簡略化した等価回路図を示ず。各増幅器段１および２が
差動増幅器４２および４４としてそれぞれ例示されてい
る。抵抗値Ｒ１−の負荷抵抗４６乃至５２および容量値
ＣＣｂのコレクタ・ベース間容置５４乃至６０が各トラ
ンジスタに対して示されている。

第５図の増幅器段１および２を別の等価回路で表わすと
第６図に示す入力／出力回路になる。第６図において各
増幅器段の利得は−Ａであるとする。第６図で、第５図
の差動増幅器４２および４４はそれぞれの等価な電流源
および関連する接続部分に変換されている。別の等価回
路によって解析を行うことができる。

例えば、第６図の等価回路にミラーの定理を適用しく上
述した“インチグレイテッド・エレクトロニクス′″２
５５および２５６頁参照）、また抵抗値Ｒ＋ｎがＲＬよ
りもはるかに大きいものと仮定すると、第７図に示す回
路が得られる。第７図のミラーの定理による回路は、上
述の文献を参照して自明な周知の簡略化技術によって引
き出されるものである。

第５図の制限増幅器段４２および４４の等価回路に対し
て更にノルトンの定理（上述した“インチグレイテッド
・エレクトロニクス”２５０および２５１頁参照）を第
７図の増幅器段１の出力に適用覆ることにより、第８図
に示す等価回路が得られる。ここにおいて容量値Ｃ２は
次式のとおりである。

Ｃ２＝Ｃｃｂ［１＋Ａ＋Ａ／（Ａ＋１）］　　　（３）
利得△が大ぎい場合には、０２′″：′Ｃｃｂ（Ａ＋２
）である。

最終的には、第８図の回路に流れる電流の簡単な解析に
より第９図に示すようなシングルエンデツド増幅器段の
等価回路が得られる。第９図の回路は次式に示す極点［
Ｐを持つ低域通過フィルタの応答特性を有するＲＣネッ
トワークを含Ｉυでいる。

ｆｐ　＝１／２πＲＬＣ２（４） 一実施例においては、単極点低域通過増幅器が例えばｆ
ｐで３　　ｄＢの帯域幅を有するように選択された。こ
れは　［／′［ρ−１の所で生じる。５個の同じように
カスケード接続された増幅器段は全体で３ｄＢの帯域幅
が０．３８５　　ｆｐの所で生じる。

このようにＩＦ増幅器７９の全体の帯域幅は容量値Ｃ２
に反比例することがわかる。そして、本発明の適応動作
は容量値Ｃ２が信号レベルに従って変化する場合自動的
に生じる。第２図乃至第４図についての上述した解析に
より、本発明のミラー効果客間３２乃至４０が実際に信
号レベルに従って変化することを既に示した。従って、
増幅器７９の帯域幅は所望される通りに信号レベルに従
って自動的に変化する。

第２図乃至第４図のブ［１ツク図を参照すると、増幅器
７９の全体の帯域幅は０．３８５　　ｆｐであることが
（第５図乃至第９図に示す解析により）示されている。

負型的に、入力信号レベルが所定の値以下である場合に
は、５段の増幅器７９のどの段も自己制限状態に駆動さ
れないように選択される。（図示の形式の差動増幅器の
伝達特性に対しては、上）ホしに′′インチグレイテッ
ド・エレクトロニクス°′５１１頁参照されたい）。信
号レベルがこの所定の値より大きくなった場合には、Ｉ
Ｆ増幅器７９の段（増幅器段１４乃至１８）が自己制限
動作に順次駆動され、ミラー効果等価容量（容量３６乃
至４０）によるこれらの段の容量値が以前の値よりも大
幅に減少する。このため、容量値が減少するにつれて増
幅器の出力に関連する極点が高くなる（上式（４）参照
）。ミラー効果容量が最小値に減少すると、増幅器７９
に関連していた極点は以前の最小の帯域幅のときの値よ
りも更に離れた周波数に移動する。

従って、本発明の適応動作は、入力信号レベルが増大す
るにつれて増幅器３２の帯域幅を自動釣に増大する。こ
の適応動作は、カスケード接続された自己制限増幅器段
に存在する入力信号レベルに依存する、各段におけるミ
ラー効果または増大された入力容量を利用することによ
り達成される。

ミラー効果の増大された容ωを用いない場合、低い信号
レベルが生じたときに帯域幅を低減するためには従来の
技術を使用して「チップ」上に非常に大きな専門を設け
る必要があり、これにより多くの実際的な問題が生じる
。

自然に生じるコレクタ・ベース間容ｆｉ（Ｃｃｂ）は、
必要な適応動作を達成するためにトランジスタの集積回
路構造およびミラー効果の両者によって増大されること
が好ましい。図示されているように、本発明はカスケー
ド接続された多数段のＩＦ増幅器の帯域幅を適応制御す
るように働く。この帯域幅は最終ＩＦ増幅器段の前に設
けた外部フィルタによって定められるチャンネル帯域幅
と比較してそれよりも広い。従って、この適応帯域幅制
御技術は、チャンネル帯域幅を変更したり、または影響
を与えることなく、ＩＦ増幅器の広帯域雑音の成分を有
効に低減する。

第１０図は、本発明に使用する適切なトランジスタを概
略的に示しているものであり、このトランジスタは必要
とする帯域幅制御を達成するのに十分な増大された自然
に生じるコレクタ・ベース間容量（Ｃｃｂ）を有する。

第１１図は、第１０図のトランジスタを達成するために
使用することのできる半導体構造の概略例である。第１
０図および第１１図は、例えばトランジスタ構造にコレ
クタに接続された追加の比較的大きな面積の並列のエミ
ッタ（例えば、Ｅ２およびＥ３）を設けることにより更
に別の容量が追加できることを示している。この追加の
エミッタ・コレクタ接続に関連する自然に生じる容量は
コレクタ・ベース間容量に並列に加えられて全体の有効
な容量値Ｃｃｂを増大する。第１゛１図において点線で
示す容量がこのようなトランジスタの「並列プレート」
構造におけるこれらの種々の自然に生じる容量を表わし
ている。

本発明は、単一の集積回路パッケージにおいてＩＦ増幅
器内の「オンチップ」適応動作を達成するものとして示
した。これは上述した実施例を参照して説明した。しか
しながら、本技術分野に専門知識を有する者は本発明の
新規な特徴および利点から逸脱することなく、多くの変
形および変更を行いうろことが理解されよう。このよう
なすべての変更および変形は特許請求の範囲に含まれる
ものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明を用いることのできる典型的なＦＭ無
線受信機のＩＦ増幅器／検出器回路の概略回路図である
。 第２図は、第１図において概略的に示した本発明よるカ
スケード接続された多段ＩＦ増幅器の等価回路図である
。 第３図は、第２図に示した回路の低信号レベルにおける
等価回路図である。 第４図は、第２図に示した回路の高信号レベルにおける
等価回路図である。 第５図は、第２図の個別の自己制限増幅器段の２つの段
のより詳細な概略等価回路図である。 第６図乃至第９図は、第５図に示した回路を説明するた
めの別の種々の等価回路図である。 第１０図は、入力／出力間に増大された容量値Ｃｃｂを
有する適切なトランジスタの概略電気回路図である。 第１１図は、第１０図のトランジスタを実現するＩｓめ
に使用される半導体集積回路構造を例示する概略構成図
である。 （主な符号の説明） １０乃至１８・・・カスケード接続された演算増幅器段
、 ２０・・・入ノ〕信号源、 ２２乃至３０・・・並列容量、 ３２乃至４０・・・入力容量、 ４２．４４・・・差動増幅器、 ６２・・・ＩＦ増幅器／検出器回路、 ６８・・・混合器、 ７４．７８．・・帯域フィルタ、 ７９・・・ＩＦ増幅器、 ８０．８２．８４・・・増幅器段。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力ポートと、 出力ポートと、 前記入力ポートと前記出力ポートとの間にカスケード接
   続された、それぞれ入力点および出力点を有する２つ以
   上の増幅器段と、 前記各増幅器段に付設され、前記入力ポートに供給され
   る信号の振幅の関数として前記入力ポートから前記出力
   ポートへの有効信号伝送帯域幅を自動的に変える適応手
   段と、 を有する適応帯域幅ＩＦ増幅器。 ２、特許請求の範囲第１項記載の増幅器において、前記
   各適応手段が、対応する増幅器段の入力の信号レベルに
   自動的に応答して、該信号レベルが低くなると自動的に
   前記帯域幅を減少させ、信号レベルが高くなると自動的
   に前記帯域幅を増大させる増幅器。 ３、特許請求の範囲第１項記載の増幅器において、前記
   各適応手段が対応する前記増幅器段の前記入力点と前記
   出力点との間の配置された容量で構成されている増幅器
   。 ４、特許請求の範囲第３項記載の増幅器において、前記
   各適応手段が、対応する前記増幅器段の入力の信号レベ
   ルに応じて前記帯域幅を変えるミラー効果入力容量を有
   する増幅器。 ５、特許請求の範囲第３項記載の増幅器において、前記
   容量が前記増幅器段に存在する信号レベルに応じて変化
   し、この変化が前記各増幅器段に関連する自己制限増幅
   率およびミラー効果に起因している増幅器。 ６、特許請求の範囲第１項記載の増幅器において、カス
   ケード接続された前記増幅器段の少なくとも最後の増幅
   器段が、比較的高い入力信号レベルに応答して制限され
   た利得状態に駆動されることにより、自己制限増幅率を
   有する増幅器。 ７、特許請求の範囲第３項記載の増幅器において、カス
   ケード接続された前記増幅器段および前記容量がすべて
   単一の集積回路パッケージに含まれている増幅器。 ８、入力ポートおよび出力ポートと、 カスケード接続されて、前記入力ポートを前記出力ポー
   トに連結する多数の増幅器段と、 少なくとも１つが前記各増幅器段の両端間に実効的に接
   続されている多数の容量と、 を有する増幅器。 ９、特許請求の範囲第８項記載の増幅器において、前記
   出力ポートにはＦＭ検出器が接続されており、前記増幅
   器がＦＭ無線受信機における検出前の最終ＩＦ信号増幅
   を行うためのものである増幅器。 １０、特許請求の範囲第８項記載の増幅器において、カ
   スケード接続された前記増幅器段の少なくとも最後の段
   は、この増幅器段の入力の信号レベルが所定のレベルを
   越えて増加したときに、自己制限モードで動作し、これ
   によりカスケード接続された前記増幅器段が前記増幅器
   の帯域幅を入力信号レベルの変化に適応させるように自
   動的に機能する増幅器。 １１、ＦＭ受信機のＩＦ増幅器／検出器回路の信号対雑
   音比を最適化する方法であつて、 入力ＩＦ信号レベルが所定の値以下であるときには、Ｉ
   Ｆ増幅器に関連するミラー効果容量を自動的に増大し、
   これによりＩＦ増幅器の帯域幅を減少し、 入力ＩＦ信号レベルが所定の値より大きいときには、Ｉ
   Ｆ増幅器に関連するミラー効果容量を自動的に減少し、
   これにより増幅器の帯域幅を増大する ステップを有する方法。 １２、特許請求の範囲第１１項記載の方法において、前
   記容量を自動的に減少するステップが、比較的高い入力
   信号レベルに応答して、カスケード接続された増幅器段
   の少なくとも最後の段を自己利得制限モードに駆動する
   ステップを有し、前記容量を自動的に増大するステップ
   が、比較的低い入力信号レベルに応答して、前記カスケ
   ード接続された増幅器段の少なくとも最後の段を利得非
   制限モードに駆動するステップを有する方法。 １３、特許請求の範囲第１１項記載の方法において、前
   記ミラー効果容量が前記カスケード接続された増幅器段
   の有効利得に関連して変化する方法。 １４、特許請求の範囲第１１項記載の方法において、前
   記帯域幅の減少が、各々ミラー効果容量を有するカスケ
   ード接続された複数の自己制限増幅器段の全体の両端間
   に帰還制御ループを有していない、前記カスケード接続
   された複数の自己制限増幅器段の動作の自動的で直接的
   な結果である方法。 １５、ＦＭ無線受信機用の集積回路のＩＦ増幅器／検出
   器回路であつて、 各増幅器段がミラー効果入力容量を含むと共に、入力Ｉ
   Ｆ信号レベルの所定の関数として関連する増幅器段の有
   効利得の変化につれて有効伝送周波数帯域幅を変化させ
   る手段を有する複数のカスケード接続された自己利得制
   限ＩＦ増幅器段と、前記カスケード接続されたＩＦ増幅
   器段の最後の段からの入力ＩＦ信号を受信するように接
   続されたＦＭ検出器と、 を有するＩＦ増幅器／検出器回路。 １６、特許請求の範囲第１５項記載のＩＦ増幅器／検出
   器回路において、前記各ミラー効果入力容量が関連する
   前記増幅器段の有効利得の変化に比例して変化し、前記
   各増幅器段の有効伝送周波数帯域幅が関連するミラー効
   果入力容量に反比例して変化するＩＦ増幅器／検出器回
   路。 １７、複数のカスケード接続された自己利得制限ミラー
   効果増幅器段を有し、これらの増幅器段の各々はミラー
   効果入力容量を含み、したがって入力信号レベルの所定
   の関数としてその増幅器段の有効利得の変化につれて変
   化する有効伝送周波数帯域幅を有する信号レベル感応適
   応帯域幅増幅器。 １８、特許請求の範囲第１７項記載の増幅器において、
   前記各ミラー効果入力容量が関連する前記増幅器段の有
   効利得の変化に比例して変化し、前記各増幅器段の有効
   伝送周波数帯域幅が関連する前記ミラー効果入力容量に
   反比例して変化する増幅器。