JPS61273017A - 適応予測器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、音声、音楽、音声帯域データおよびトーン信
号の差分ＰＣＭ符号化における適応予測に関する。

過去何年にもわたって音声の効率の良い符号化に関し膨
大な研究が続けられてきている。

ディジタル電話網の発展に伴い、その最も重要な応用用
途は６４，０００ビット／秒のＰＣＭ信号（８ｋＨｚの
速度で繰り返されるタイムスロット当り８ビツトの信号
）を公衆交換回線および専用回線の電話に対する他の符
号化アルゴリズムで置き換えることである。

もちろん、理由は帯域圧縮を行なうことにある。

音声、音楽および音声帯域データの混在する入力に対し
ては、適応差分ＰＣＭが最も有望な方法であるように思
われる。適応差分ＰＣＭ符号化の１つの形態が、例えば
米国特許第４，４３７，０８７号に示されている。この
特許は、１つの新しい標準を与えるものと考えることが
できる。何故ならば、３２ｋｂ／ｓのこのＡＰＣＰＭコ
ーダによる単一の符号化は６４　ｋ　ｂ　／　ｓの／Ａ
２５５ＰＣＭにほぼ等しいからである。

前述の特許で述べられている符号化装置中で使用されて
いる従来技術にしたがう適応予測器は、通常の電話チャ
ネルで使用される信号、すなわち、４ｋＨｚまでの信号
を取り扱うのに特に有利である。しかし、いわゆる広帯
域信号、すなわち４ｋＨｚ以上の信号の処理は、適応予
測器により厳しい要求を課すことになる。事実、広帯域
処理は従来の電話伝送に比べてより広い音声帯域でより
少ない歪および雑音を与えることを意図している。

従来技術の予測装置は、伝送誤りの存在する下での特性
に限界があり、伝送誤りがあると、デコーダは相応する
コーグに追尾しなくなる。このように、追尾ができなく
なると、受信信号は劣化する。さらに、広帯域の応用用
途は、典型例では、予測器中にいわゆる高次フィルタを
必要とする。今までは、高次子測フィルタの追尾および
安定性に問題があった。

特性の限界と安定性の問題は、本発明の１つの特徴に従
い予測フィルタの係数が再構成されたサンプル（Ｓ９　
（ｋ））と差分誤差信号を量子化したもの（Ｃ９（ｋ）
）の間の予め定められた関係にしたがって更新される高
次子測フィルタを使用することにより適応差分ＰＣＭコ
ーコーグコーダで使用される適応フィルタにより解決さ
れた。更に詳細に述べると、フィルタ係数は再構成され
たサンプル（Ｓ９（ｋ））の符号に再構成されたサンプ
ル（Ｓｑ（ｋ））の期待される大きさによって正規化さ
れた差分誤差信号（ｅ　（ｋ）　）を量子化したもの（
ｅ　　（ｋ））を乗じたものに基づくアルゴリズムを使
用することにより更新される。

前述の機能あるいは操作がディジタル的に実行し得るこ
とは、本発明の１つの特徴であり、従って、本発明にし
たがって設計された適応予測器は集積回路形態で、ある
いはディジタル信号プロセッサを使用することによって
容易に実現することができる。

本発明は、付図を参照して図示の実施例の以下の詳細な
記述を読むことにより更に完全に理解されよう。

第１図は、本発明に従う適応予測が有利に使用し得るＡ
ＤＰＣＭ　Ｃ０ＤＥＣシステムを示す０図において、コ
ーグ１００は、この例では、線形ＰＣＭサンプルＳ　（
ｋ）を受信し、該サンプルをｎビットの差分ＰＣＭ信号
Ｉ　（ｋ）に符号化し、伝送施設置０２を介してＡＤＰ
ＣＭデコーダ１０１に伝送する。説明の便宜上、４ビツ
トの差分ＰＣＭ信号を仮定している。この４ビツトの差
分ＰＣＭ信号Ｉ　（ｋ）は、ＡＤＰＣ：Ｍ符号化アルゴ
リズムと共に音声および広帯域信号１例えば音楽の両者
に対し極めて信頼性の高い伝送を提供する。

マルチビット（例えば１５−１６ビツト）の線形ＰＣＭ
サンプルＳ　（ｋ）は、代数的差回路１１の１つの入力
に加えられる。サンプル５（ｋ）はまたパルス振幅変調
（ＰＡＭ）されたサンプルであってよい。線形ＰＣＭサ
ンプルＳ　（ｋ）は入力音声または音楽信号の直接符号
化によって得られる。

適応予測器１２は、サンプルＳ　（ｋ）の予測値、すな
わち推定値である予測された信号５ｅ（ｋ）を提供する
。　この予測された信号５ｅ（ｋ）は、差回路１１の第
２の入力に加えられる。差回路１１は加えられた入力の
代数的な差、すなわち ｅ　（ｋ）＝Ｓ　（ｋ）　　Ｓｅ　（ｋ）　　　（１）
である差分誤差信号ｅ　（ｋ）を発生する。この誤差信
号ｅ　（ｋ）は適応等化器１４に加えられる。適応等化
器１４は、この例では１６レベルの量子化装置であり、
差分誤差信号ｅ　（ｋ）の所望の量子化を行なってｅ　
　（ｋ）を発生するだけでなく、差分誤差信号のＰＣＭ
符号化を行なって差分ＰＣＭ出力Ｉ　（ｋ）も発生させ
る。この例では、出力Ｉ　　（ｋ）は差分誤差信号ｅ　
（ｋ）の量子化され、ＰＣＭ符号化された形態を表わす
４ビット信号である。このような量子化装置は、当業者
にあっては周知である。　これについては１例えば。

エヌ・ニス・ジェイヤントの論文ｒ１ワード・メモリに
よる適応量子化」′（ベル・システム・テクニカル・ジ
ャーナル、第５２巻、第７号、１９７３年９月、頁１１
１９−１１４４）を参照されたい。

差分誤差信号ｅ　（ｋ）を量子化したもの、すなわちｅ
　ｑ　（ｋ　）は量子化装［１４から予測器１２に加え
られ、その中で適応制御装置（Ｂ）１５、できおうトラ
ンスバーサル・フィルタ（Ｂ）１６．　　適応制御装置
（Ａ）１７および加算器１８の１つの入力に加えられる
。予測、器１２の５ｅ（ｋ）出力はまた加算器１８の第
２の入力にも加えられる。加算器１８は量子化された信
号ｅ　ｑ　（ｋ　）および予測信号５ｅ（ｋ）を加算し
て、その出力に再構成された信号Ｓ、（ｋ）を発生する
。再構成された信号Ｓ　　（ｋ）は入力サンプル５（ｋ
）を精密に量り 子化したものに等しい。再構成された信号Ｓ　（ｋ）は
適応制御装置（Ａ）１７および適応トランスバーサル・
フィルタ（Ａ）１９に加えられる。適応制御装置（Ｂ）
１５は適応トランスバーサル・フィルタ（Ｂ）１６に対
する係数更新ベクトルｂ　（ｋ）　　（ｂ　（ｋ）　＝
（ｂｌ　（ｋ）、ｂ、（ｋ）、、、、ｂｎ（ｋ）））・
を発生する。適応制御装置（Ａ）１７は本発明の１つの
特徴に従い、高次適応トランスバーサル・フィルタ（Ａ
）１９に対する係数更新ベクトルａ　（ｋ）（ａ　（ｋ
）＝　（ａ−（ｋ）。

ａ２（ｋ）１１００．ａｍ（ｋ）））を発生する。適応
トランスバーサル・フィルタ（Ｂ）１６からの出力Ｓ、
（ｋ　）および適応トランスバーサル・フィルタ（Ａ）
１９　　からの出力ｓａ（ｋ　’）は加算器２０に加え
られ、該加算器は次に受信される線形ＰＣＭサンプルＳ
　（ｋ）と比較する予測された信号サンプル５ｅ（ｋ）
すなわち、 ５ｅ（ｋ）＝Ｓａ（ｋ）＋Ｓ、（ｋ）　　　　　（２）
を発生する。

量子化装置１４からの４ビツト差分ＰＣＭ出力信号Ｉ　
（ｋ）は典型的な時分割多重形態でディジタル伝送施設
置０２を介してデコーダ１０２に伝送される。受信され
た信号は工″（ｋ）と名付けられている。ここで、ダッ
シュは伝送された信号Ｉ　（ｋ）に極めて近いが、伝送
誤りのために伝送された信号Ｉ　（ｋ）と多分全く同一
ではないことを表わしている。

同様に、デコーダ１０１中で使用される他の文字記号に
はダッシュが付けられているが。

これはデコーダ１００の同じ名称を有する記号または信
号と極めて近いが多分全く同一ではないことを表わして
いる。

デコーダ１０１において、受信された信号Ｉ’　（Ｋ）
は量子化スケール適応ユニット２１に加えられ、該ユニ
ットはその出力に量子化された信号ｅ’　　（ｋ）を発
生する。このような量子化スケール適応ユニットは当業
者にあっては周知である。これに関しては１例えば前出
のエヌ・ニス・ジェイヤントの論文を参照されたい。再
び以前と同様にｅ’　　（ｋ）は差分誤差信号ｅ　（ｋ
）を量子化したものを表わし、ダッシュは伝送誤りによ
る可能な変動を示している。量子化された差分誤差信号
ｅ’　　（ｋ）は適応予測器１１２に加えられ。

その中で更に適応制御袋Ｗ（Ｂ）１１５．適応トランス
バーサル・フィルタ（Ｂ）１１６゜適応制御装置（Ａ）
１１７および加算器１１８の１つの入力に加えられる。

予測器１１２からの出力は再構成された信号Ｓ’、（ｋ
）であり、これはコーグ１００に加えられた元のサンプ
ルＳ　（ｋ）を精密に量子化したものである。再構成さ
れた信号Ｓ’９（ｋ）はまた予測器１１２に加えられ、
その中で更に適応制御袋＠（Ａ）１１７および適応トラ
ンスバーサル・フィルタ（Ａ）１１９に加えられる。適
応制御装置（Ｂ）１１５は適応トランスバーサル・フィ
ルタ（Ｂ）１１６に対する係数更新ベクトルｂ’　（ｋ
）を発生し、適応制御装置（Ａ）１１７は本発明の１つ
の特徴に従い適応トランスバーサル・フィルタ（Ａ）　
１１９に対する係数更新ベクトルａ’（ｋ）を発生する
。フィルタ１１６はｓ’（ｂ）を発生し、フィルター１
９はＳａ’（ｋ）を発生し、これらは加算器１２０によ
って組み合わされて予測されたサンプルｓ’ｅ（ｋ）が
発生される。予測されたサンプルＳ’ｅ（ｋ）は加算器
１１８の１つの入力に加えられ、量子化された差分誤差
信号ｅ　’ｑ　（ｋ　）は加算器１１８の第２の入力に
加えられる。加算器１１８は再構成された信号Ｓ’９（
ｋ）？すなわち Ｓ　’　（ｋ　）　＝ｅ　’ｑ（ｋ）　＋　Ｓ　’ｅ　
（ｋ）　　　（３）を発生する。

再構成された信号Ｓ’　　（ｋ）はデコーダ１０１の出
力に加えられ、そこで元の音声または音楽信号の復元物
を再構成するのに使用される。

第２図は、第１図のエンコーダ１００およびデコーダ１
０１の両方で使用されている適応　トランスバーサル・
フィルタ（Ａ）１９゜１１９の詳細を示す図である。こ
の例では。

フィルタ１９，１１９で使用されているフィルタ１９，
１１９で使用されているフィルタ係数ａ　（ｋ）の数は
８であるものと仮定している。したがって、フィルタ１
９，１１９はいわゆる高次フィルタであり、再構成され
た信号５９（ｋ）およびフィルタ（Ａ）係数ａ＜　（ｋ
）に応動して出力５ａ（ｋ）を次式にしたがって発生す
る。

ただし、この例ではｍ　＝　８である。ここでフィルタ
１９，１１９は遅延ユニット２０１−１〜２０１−８の
直列接続より成る遅延線を含んでいる。遅延ユニット２
０１の各々は予め定められた遅延期間（この例ではＰＣ
Ｍサンプル期間に等しい）を有している。遅延ユニット
２０１−１〜２０１−８からの出力は制御可能な利得ユ
ニツート２０２−１〜２０２−８の入力にそれぞれ加え
られる。制御可能な利得ユニット２０２−１〜２０２−
８は各々適応制御装置（Ａ）１７，１１７からの相応す
る振幅係数信号ａ工（ｋ）〜ａｉ　（ｋ）に応動して更
新された振幅信号を発生する。制御可能な利得ユニット
２０２−１〜２０２−８からの振幅信号出力は加算器２
０３−１〜２０３−７を介して適当に加算され、式（４
）にしたがって所望の出力５ａ（ｋ）が発生される。

第３図はまたエンコーダ１００およびデコーダ１０１で
使用されている適応トランスバーサル・フィルタＣＢ）
１６，１１６の詳細を示す。この例では、フィルタ１６
，１１６で使用されているフィルタ係数ｂ＝（ｋ）の数
は６であると仮定している。従って、フィルタ１６，１
１６は量子化された差分誤差信号ｅ　（ｋ）およびフィ
ルタ（Ｂ）係数す、（ｋ）に応動じて次式にしたがって
出力５ｂ（ｋ）を発生する。

５ｈ（ｋ）＝Σｂ＝（ｋ）　５９（ｋ−＝）　　（５）
番＝１ ここで、この例ではｎ＝６である。この場合１６．１１
６　　は遅延ユニット３０１−１〜３０１−６の直列接
続より成る遅延線を含んでいる。遅延線３０１の各々は
、予め定められた遅延期間（この例ではＰＣＭサンプル
期間に等しい）を有している。遅延ユニット３０１−１
〜３０１−６からの出力はそれぞれ制御可能な利得ユニ
ット３０２−１〜３０２−６の入力に加えられる。制御
可能な利得ユニット３０２−１〜３０２−６はそれぞれ
適応制御装置（Ｂ）１５，１１５からの相応する振幅係
数信号ｂ＋（ｋ）〜ｂ６（ｋ）に応動して更新された振
幅信号を発生する。利得ユニット３０２−１〜３０２−
６からの更新された振幅信号は加算ｇ１３０３−１〜３
０３−５を介して適当に加算され１式（５）に従って所
望の出力５ｂ（ｋ）が発生される。

適応制御装置（Ｂ）１５，１１５は量子化された誤差信
号ｅ　（ｋ）に応動して周知の仕方でフィルタ係数ベク
トルｂ　（ｋ）を発生する。適応制御装置（Ｂ）１５，
１１５に使用し得る１つの予測装置がＣＣＩＴＴスタデ
ィ・グループＸ■の“１３２にビット／秒適応差分パル
ス符号変調（ＡＤＰＣＭ）”　、テンポラリ・ドキュメ
ント＆４−Ｅ、Ｐ２１−２５゜１９８３年１１月に述べ
られている。

第４図は、本発明の１つの特徴に従ってフィルタ振幅係
数ａｉ（ｋ）を発生する適応制御装置（Ａ）１７，１１
７の詳細を示す図である。即ち、適応制御装置（Ａ）１
７，１１７は、再構成されたサンプル５９（ｋ）の符号
に再構成されたサンプルＳ　（ｋ）の期待される振幅に
よって正規化された量子化された差分誤差信号ｅ　ｑ　
（ｋ　）を乗じたものに基づくアルゴリズムを使用する
ことにより高次フィルタ１９．１１９のフィルタ係数ベ
クトルａ　（ｋ）を更新する。すなわち、これを式で書
くと次のようになる。

この式（６）のｅ　（ｋ）／Ｅ（ｌ　Ｓ　（ｋ）　ｌ　
）なｑ る量は正規化された誤差信号と考えることができる。何
故ならば、実際の量子化された誤差信号のサンプルｅ　
（ｋ）が再構成された信号サンプルＥ（ｌ　８９（ｋ）
　Ｉ　）の期待される大きさで割られているからである
。予測フィルタの信号の推定値が極めて良い場合には、
正規化された誤差信号は比較的小さ１−０これは式（６
）の係数更新項が比較的小さいことを意味している。そ
の結果、予測器の適応に対する伝送誤りの効果は減少す
る。

ある実現例（例えばディジタル信号プロセッサＤＳＰチ
ップを用いた実現例）では、式（６）の機能が修正され
る。これはＤＳＰチップでは、割算は容易には実行でき
ないことによる。その代わりに、式（６）の１／Ｅ（ｌ
　Ｓ、（ｋ）　Ｉ　）なる値は、逆数の表を使用するこ
とにより近似される。この表の指標はμ則２５５ＰＣＭ
関数を使用することにより見出される６表はＥ（ｌ　８
９（ｋ）　ｌ　）の指定値の量子化された逆数値を含ん
でいる。更に、式（６）の更新値が制限されているため
伝送ビット誤りの条件下における特性が改善される。修
正された予測フィルタ係数適応手順は次式で表わされる
。

ａ　ｉ　（ｋ）　＝λ１ａ７（ｋｌ）＋ｇａＳｉｇｎ（
Ｓ９（ｋ−ｔ）　Ｆ（ｅ９（ｋ）　ｒｑ（ｋ））但し、
器＝１　ｊ　２９　＋＋＊＋＋＋＠ｒｒｌ　であり、Ｆ
Ｃ）はｅ　（ｋ　）　　ｒ　ｑ　（ｋ　）の非線形関数
である。関数Ｆ（）は第６図に示されており、次式で与
えられる。

ｅ　（ｋ）ｒ　（ｋ）、　　　１ｅ９（ｋ）ｒ９（ｋ）
Ｉ＜　ｆｘのとき Ｆ（）”　ｆｌＳｉｇｎ（ｅ　（ｋ）Ｌ　２ｆｔ〉１ｅ
ｙ（ｋ）ｒ９（ｋ）Ｉ＞ｆｔのとき ｔ、ｓｉｇｎ（ｅ９（ｋ）Ｌ　１ａ９（ｋ）ｒ９（ｋｌ
、≧−２ｆ。

のとき ここで、 であり、ｒ　ｑ　（ｋ　）は第５図に模式的に示されて
いる。ｘ　＝　Ｂｑ　（ｋ　）とすると、関数μ（Ｘ）
は、この例では、Ｘを適当な範囲の正の線形表現とする
　μ２５５ＰＣＭ変換関数である。

関数（ｙ）はｙ＝μ（ｘ）なる線形変換関数である。系
列Ｓ、（ｋ）は平均化フィルタによって得られる再構成
された信号５９（ｋ）の期待される大きさの推定値であ
る。すなわち、５９（ｋ）　＝α５ｑ（ｋ−１）　＋　
（１−α）　ＩＳｇ（ｋ）＋　　　（１０）式（７）の
λｔ　はａＬ（ｋ）と関連するいわゆる“漏洩″因子で
あり、Ｏくλ、〈１である。

式（１０）のパラメータαは平均化フィルタ係数であり
、０くαく１である。

式（７）の更新項はｅ　（ｋ）　ｒ９（ｋ）の非線形関
数であることがわかる。関数Ｆ（）の値域は伝送誤りの
条件下でより良い特性を提供するために制限されている
。全体として最も良い特性はｆ２くｆ□とすることによ
り得られることがわかった。この型の制限を行なう１つ
の効果として比較的小さな正規化された誤りに相応する
信号に対するＳＮ比が他の信号に対するＳＮ比より良い
ということが挙げられる。この特性により、大きなりラ
スの信号に対して良好な品質を提供することができる。

一般に、量子化雑音はスペクトルのピークを有さない広
帯域信号より狭帯域信号および強いスペクトルのピーク
を有する信号の方が知覚されやすい。これは、雑音マス
ク効果の結果である。したがって、正規化された誤りは
、他の信号と比べて強いスペクトルのピークを有する信
号に対しては比較的小さく。

予測フィルタの特性は、主観的評価基準に適合している
。このような制限効果の他の利点は、伝送誤りによりｅ
ｑ　（ｋ　）の値が大幅に増加した場合、この制限作用
により適応更新項に対する効果が抑圧されることにある
。従って、この適応技法は伝送誤りのある条件の下およ
び通常の条件の下において良好な特性を提供する。

第４図には、式（６）にしたがってフィルタ係数ベクト
ルａ（ｋ）を発生する適応制御装置（Ａ）１７，１１７
の１実施例が示されている。この場合、再構成された信
号Ｓ　（ｋ）は絶対値ユニット４０１及びバッファ４０
２に加えられる。バッファ４０２はｍ（この例では８）
に等しい複数個のステージを含んでいる。Ｓ、（ｋ）は
絶対値ユニット４０１から集算器４０３の１つの入力に
加えられ、そこで１−αが乗じられて（１−α）　　Ｓ
　（ｋ）が形成され、これは加算器４０４に加えられる
。

加算器４０４の出力はＳ、（ｋ）であり、これは割算器
４０５に加えられると共に単位遅延回路４０６を介して
乗算器４０７に供給される。４０６の単位遅延期間は１
サンプリング期間であり、したがって、遅延回路４０６
はＳ、（ｋ−１）を発生する。乗算器４０７にはまた、
定数αが加えられる。乗算器４０７はαＳ、（ｋ−１）
を発生し、該信号は加算器４０４の第２の入力に加えら
れる。割算器４０５はμ２５５変換関数４０８と表を引
いてｒ　（ｋ）（これは乗算器４１０に加えられる）を
与えることにより割算の機能を近似するＲ（）関数４０
９を含んでいる０乗算器４１０にはまた量子化された誤
差信号ｅｑ　（ｋ　）が供給されている。乗算器４１０
の出力は次式で与えられる。

ｇ　　（ｋ）＝ｅ　　（ｋ）　　ｒ　　（ｋ）　　　　
　　　（１１）ｑ 信号ｇ　（ｋ）は非線形関数Ｆ（）発生器４１１に加え
られ、該発生器は第６図にしたがって出力を発生し、該
出力は乗算器４１２に加えられる。バッファ４０２から
の出力はスイッチ４２０に加えられる。スイッチ４２０
の出力はｓ　（ｋ−Ｌ）（’＝１ｔ　２．−−−　ｔ　
ｍ）であり、符号関数回路４１３に加えられる。

バッファ４０２のステージ数は、この例ではｍ＝８であ
る。符号関数回路４１３は５９（ｋ−寥）の符号を発生
し１乗算器４１２に加える。このようにして、乗算器４
１２は、Ｓｉｇｎ（Ｓｇ　（ｋ−’　）　）Ｆ　（Ｃ９
（ｋ）　　ｒ９（ｋ）　）　を発生し、該信号は乗算器
４１４に加えられ、そこで定数ｇヶ　が乗じられる。こ
のようにしてｇ、　Ｓｉｇｎ（Ｓ　（ｋ　−ｔ　）　）
Ｆ（Ｃ９（ｋ）ｒ、（ｋ））は加算器４１５の第１の入
力に加えられる。

加算器４１５の出力はＣ７（ｋ）（Ｌ＝１．２゜＋　＊
　＊　＊　＊　ｇ　１１　ｙこの例ではｍ＝８）である
、加算器４１５からの出力はスイッチ４１８およびａｌ
（ｋ）〜ａｉ（ｋ）　　（この例ではｍ＝８）と名付け
られた信号路を通してフィルタ係数を逐次供給する。こ
の例では、フィルタ係数ベクトルａ　（ｋ）は単位遅延
回路４１６およびフィルター９　（第２図）に加えられ
る。単位遅延回路４１６の出力はａ（ｋ−１）であり、
これはスイッチ４１９に加えられる。スイッチ４１９は
ａバに−１）を乗算器４１７に加える。パラメータλ、
はまた乗算器４１７に加えられてλｊａｊ　（ｋ−１）
が発生され、該信号は加算器４１５の入力に加えられる
。

本発明の範囲を制限するものではないが。

１つの例では次のような値を使用している。

ｆ、＝　　０．０６２５ ｆ、＝　　０．０２６４４２３ ｇ　　＝　　０．００６３４７７ α　＝０．８ Ｃ工＝　４

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明を含むＡＤＰＣＭ　Ｃ０ＤＥＣ（コー
グ・デコーダ）の簡単なブロック図。 第２図は、第１図の実施例中に使用されている適応フィ
ルタ（Ａ）の詳細を示す簡単なブロック図、 第３図はまた第１図の実施例中で使用されている適応フ
ィルタ（Ｂ）の詳細を示す簡単なブロック図、 第４図は、第１図の適応制御（Ａ）の詳細を示す簡単な
ブロック図。 第５図は、第４図のＲ（）機能の詳細を示す簡単なブロ
ック図。 第６図は、第４図のＦ（）機能をグラフ的に示す図であ
る。 ［主要部分の符号の説明］

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、適応差分ＰＣＭシステムで使用する 適応予測器において、 該予測器は、 供給されたサンプルと予測された信号サン プルを代数的に組み合わせて差分誤差信号サンプルを発
   生する手段と、 誤差信号サンプルを量子化したものを発生 する手段とを含み、 第１のｎタップ適応トランスバーサル・フ ィルタと、 該ｎタップ適応トランスバーサル・フィル タのタップ係数を提供する第１の適応制御回路と、 第２のｍタップ適応トランスバーサル・フ ィルタと、 該第２のｍタップ適応トランスバーサル・ フィルタのタップ係数を提供する第２のフィルタ適応制
   御回路と、 前記第１および第２のトランスバーサル・ フィルタの出力を代数的に組み合わせて前記予測された
   信号サンプルを形成する手段と、前記差分誤差信号サン
   プルを量子化したも のと前記予測された信号サンプルを代数的に組み合わせ
   て再構成された信号サンプルを形成する手段とを含み、 前記第２のフィルタ適応制御回路は前記再 構成された信号サンプルと前記差分誤差信号サンプルを
   量子化したものの予め定められた関係に従って前記第２
   の適応トランスバーサル・フィルタ・タップ係数を発生
   することを特徴とする適応予測器。 ２、特許請求の範囲第１項記載の適応予 測器において、 前記予め定められた関係は再構成された信 号サンプルの符号に基づいていることを特徴とする適応
   予測器。 ３、特許請求の範囲第１項記載の適応予 測器において、 前記予め定められた関係は前記再構成され た信号サンプルの符号に前記再構成された信号サンプル
   の期待される大きさを表わす値によって正規化された前
   記差分誤差信号サンプルを量子化したものを乗じたもの
   に基づいていることを特徴とする適応予測器。 ４、特許請求の範囲第３項記載の適応予 測器において、 ｍはｎより大であることを特徴とする適応 予測器。 ５、特許請求の範囲第４項記載の適応予 測器において、 ｍは８に等しいことを特徴とする適応予測 器。 ６、特許請求の範囲第４項記載の適応予 測器において、 ｍは６であることを特徴とする適応予測器。 ７、特許請求の範囲第３項記載の適応予 測器において、 前記第２のフィルタに対するタップ係数 ａ＿ｉ（ｋ）はｉ＝１、２、・・・、ｍに対し、λ＿ｉ
   は所謂予め定められた漏洩係数、ｇ＿ａは予め定められ
   た定数、Ｓ＿ｑ（ｋ）は再構成された信号サンプル、ｅ
   ＿ｑ（ｋ）は差分誤差信号を量子化したもの、Ｅ｛｜Ｓ
   ＿ｑ（ｋ）｜｝はＳ＿ｑ（ｋ）の期待される大きさとし
   て、 ａ＿ｉ（ｋ）＝λ＿ｉ＿ａ＿ｉ（ｋ−１）＋（ｇ＿ａＳ
   ｉｇｎ（Ｓ＿ｑ（ｋ−ｉ）ｅ＿ｑ（ｋ））／Ｅ｛｜Ｓ＿
   ｑ（ｋ）｜｝なる式に従って発生されることを特徴とす
   る適応予測器。 ８、特許請求の範囲第３項記載の適応予 測器において、 前記第２のフィルタに対する　タップ係数 ａ＿ｉ（ｋ）はｉ＝１、２、・・・、ｍに対し、λ＿１
   は所謂予め定められた漏洩係数、ｇ＿ａは予め定められ
   た定数、Ｓ＿ｑ（ｋ）は再構成された信号サンプル、Ｆ
   （ｅ＿ｑ（ｋ）ｒ＿ｑ（ｋ））は予め定められた非線形
   関係として ａ＿ｉ（ｋ）＝λ＿ｉａ＿ｉ（ｋ−１）＋ ｇ＿ａＳｉｇｎ（Ｓ＿ｑ（ｋ−ｉ）Ｆ（ｅ＿ｑ（ｋ）ｒ
   ＿ｑ（ｋ））なる式に従って発生されることを特徴とす
   る適応予測器。 ９、特許請求の範囲第８項記載の適応予 測器において、 予め定められた非線形関係Ｆ（ｅ＿ｑ（ｋ）ｒ＿９（ｋ
   ）は　ｆ＿１を予め定められた制限係数、ｆ＿ｚを予め
   定められた制限係数、ｒ＿ｑ（ｋ）はＣ＿１を予め定め
   られた定数として ｒ＿ｑ（ｋ）＝１／（｛μ（＠Ｓ＠＿ｑ（ｋ））｝＋ｃ
   ＿１）で与えられる線形変換関数、μはμ則２５５ＰＣ
   Ｍ変換関数、Ｓ＿ｑ（ｋ）は予め定められた平均化フィ
   ルタ関数として、 Ｆ（）＝〔ｅ＿ｑ（ｋ）ｒ＿ｑ（ｋ）、｜ｅ＿ｑ（ｋ）
   ｒ＿ｑ（ｋ）｜≦ｆ＿１のとき ｆ＿１Ｓｉｇｎ（ｅ＿ｑ（ｋ））、２ｆ＿１＞｜ｅ＿ｑ
   （ｋ）ｒ＿ｑ（ｋ）｜＞ｆ＿１のとき ｆ＿２Ｓｉｇｎ（ｅ＿ｑ（ｋ））、ｌｅ＿ｑ（ｋ）ｒ＿
   ｑ（ｋ）｜≧２ｆ＿１のとき〕 で与えられることを特徴とする適応予測器。 特許請求の範囲第９項記載の適応予測 器において、 前記予め定められた平均化フィルタ関数は αを予め定められた係数として ＠Ｓ＠＿ｑ（ｋ）＝α＠Ｓ＠＿ｑ（ｋ−１）＋（１−α
   ）｜Ｓ＿ｑ（ｋ）｜なる式で与えられることを特徴とす
   る適応予測器。