JPS6137748B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、誘導加熱調理器に関する。 誘導加熱調理器は、商用交流電源を整流して脈
流等直流電圧に変換し、この直流電源によりイン
バータを約20〜40KHz程度の高周波数にて発振
させ、これにより発生する高周波交番電流を誘導
加熱コイルに加えて磁界を発生させこの磁界を誘
導加熱コイルに近接して配置した鉄系金具よりな
る調理鍋に加えてこれを誘導加熱するものであ
る。 第１図は、この種調理器のインバータを含む主
回路を示し、１は、交流電源、２は電源スイツ
チ、３は、整流回路、４，５は、チヨークコイル
および平滑コンデンサで高周波濾波回路を構成し
ている。６はインバータで誘導加熱コイル７、共
振コンデンサ８、ダンパーダイオード９およびス
イツチング素子１０よりなる。スイツチング素子
１０としては、トランジスタ、GTO（ゲートタ
ーンオフ）サイリスタ等半導体スイツチング素子
が使用される。（CT）は、入力電流を検知するカ
レント・トランス、１１は調理鍋である。第２図
は、かかる主回路１２を駆動・制御する回路ブロ
ツク図で、１３は、インバータ発振記動信号を与
える起動信号発生回路、１４は、無負荷、小物負
荷と適性負荷の判別を行なう負荷検知回路、１５
は、自励発振を行なう際のオン信号発生回路で、
オフ状態にあるスイツチング素子１０にオン信号
を与えこれを導通させる。１６は、主回路１２へ
の入力電流をカレント・トランスCTにて検知
し、予め設定された値と比較して入力電力を制御
する入力電力設定回路、１７は、入力電力設定回
路１６からの出力を受けて、発振周波数が設定電
力及び負荷に対応する周波数となるようスイツチ
ング素子１０のオフ時期を決定する周波数制御回
路で、スイツチング素子１０のオフ信号を発生す
る。１８は負荷検知回路１４にて無負荷、不適性
負荷若しくは小物負荷が検知されたとき作動し、
次段のナンドゲート１９を禁止するラツチ回路
で、このラツチ回路１８は起動信号入力により解
除される。２０は波形整形回路、２１はスイツチ
ング素子１０のゲート駆動回路である。しかして
いま起動信号が発せられると、この起動信号は波
形整形回路２０、ゲート駆動回路２１を経て主回
路１２内のスイツチング素子１０のゲートへ加わ
りこれを導通し、インバータ６の発振を開始す
る。スイツチング素子１０が導通し、負荷へ電力
が供給され始めると、その入力電流はカレント・
トランスCTを介して入力電力設定回路１６へ加
えられ、周波数値に対応した所定の電圧レベルと
比較され、これに一致するよう周波数制御回路１
７にて周波数制御される。この周波数制御はスイ
ツチング素子１０の導通期間を変化させることに
より行なわれる。負荷が小物負荷である場合、負
荷検知回路１４がはたらきラツチ回路１８をセツ
トする。それ故、ナンドゲート１９は禁止され、
オン信号発生回路１５より発せられたオン信号
は、波形整形回路２０へ伝わらず、発振は停止す
る。 かかる構成の調理器にあつては、調理鍋１１の
材質によりスイツチング素子１０に過大電流が流
れる場合がある。例えばスイツチング素子１０と
してGTOサイリスタを使用し、鍋材質として18
―８ステンレス（クロムを18％、ニツケルを８％
含む）を用いた場合、GTOサイリスタには、約
60A以上の電流が流れ、素子破壊には至らないま
でも異常な発熱により素子劣化を早めるという問
題がある。因みに適性負荷では、素子電流は約
50Aであり、またGTOサイリスタの定格電流は
70A程度である。 本発明はかかる過大電流の発生を防止し、スイ
ツチング素子１０の保護を図つたものである。す
なわち本発明にあつては、第３図に示す如く、保
護回路２２が新たに付加される。以下保護回路２
２の具体的構成および動作を第４図および第５図
に基き説明する。トランジスタ２３のベースには
ダイオード２４を介して共振電圧Vpが印加され
る。抵抗２５，２６，２７，２８は、分割抵抗
で、Vpが正のとき、トランジスタ２３をオン状
態とすべくベース電位を設定する。２９はノイズ
吸収用コンデンサ、３０はスピードアツプ用コン
デンサである。上記トランジスタ２３は、Vpが
負の期間すなわちダイオード９が導通している期
間に、コレクタに正の電圧信号を出力する。この
信号は抵抗３１、コンデンサ３２よりなる積分回
路３３を経て、比較回路３４の○＋入力端子に入力
する。比較回路３４の○−入力端子には一定電圧
Vccを抵抗３５，３６にて分割して得た基準電位
信号が与えられている。比較回路３４の出力は、
抵抗３７，４３を介して、周波数制御回路１７を
構成する比較回路３８の○＋基準入力端子へ加えら
れる。周波数制御回路１７は、入力電力設定回路
１６にて設定された入力に応じた発振周波数に制
御するもので、入力電力設定回路１６出力は、抵
抗３９，４０，４１およびコンデンサ４２よりな
る積分回路を経て、電位レベル信号に変換され、
分割抵抗４３，４４にて分割されて比較回路３８
の○＋入力端子へ入力する。ここで分割抵抗４３，
４４は、入力電力設定回路１６から出力が発せら
れていないとき発振周波数が約20KHz以下とな
らないよう比較回路３８の基準レベルを保持する
ものでありこれにより可聴音ノイズの発生が阻止
される。４５は、波形整形回路２０からの約20〜
40KHzの発振パルスがそのベースに加えられ、
オン・オフ動作するトランジスタで、そのコレク
タ電位が比較回路３８の○−入力端子に入力され
る。４６は、トランジスタ４５と並列に接続され
たコンデンサであり、トランジスタ４５をオフ期
間中充電され、オン期間中放電されるから、トラ
ンジスタ４５のコレクタ電位は、鋸歯状波形とな
る。比較回路３８の出力にスイツチング素子１０
のオフ信号が得られる。 適性負荷の加熱動作が行なわれる場合、第５図
に実線波形で示す如く一共振期間におけるダイオ
ード９導通期間は比較的短いから、積分回路３３
のコンデンサ３２充電期間は短かく、放電期間は
長くなる。したがつてその出力は低レベルに保持
される。かかる積分信号レベルは、比較回路３４
の○＋基準電位Ｖ＋より低くなるから、比較回路３
４出力は“Ｈ”レベルのままであり、周波数制御
回路１７は、保護回路２２からの制限を受けるこ
となく、設定された入力で加熱動作が実行され
る。 一方、18―８ステンレス（クロム18％、ニツケ
ル８％を含む）製鍋が加熱される場合、第５図破
線波形で示す如く、一共振期間におけるダイオー
ド９導通期間は長くなる。それ故積分回路３３の
コンデンサ３２充電期間は長く、放電期間は短か
くなり、その出力レベルは上昇し、比街回路３４
の基準レベルＶ＋を越える。したがつて比較回路
３４の出力は“Ｌ”レベルに変り、抵抗３７がコ
ンデンサ４２に並列に接続された構成となる。こ
れにより比較回路３８の基準レベルはV₀からV₁
へ低下し、比較回路３８の出力信号周期は短かく
なる。 下表は、鉄琺瑯鍋（適性負荷）と18―８ステン
レス製鍋の各測定結果を示す。

【表】 (イ)：保護回路が動作した場合
(ロ)：保護回路を設けない場合
この表から明らかなように保護回路２２の動作
により、周波数、電流ピーク値ともに適性負荷と
殆んど同じ値になることが判る。なお上記例にお
いて積分回路３３出力は、鉄琺瑯鍋の場合、
1.2V、18―８ステンレス製鍋の場合1.87Vなる結
果が得られた。それ故比較回路３４の基準電位Ｖ
＋は、上記両電圧値の範囲内、例えばその中間、
約1.7V程度に設定すればよい。 以上のように本発明誘導加熱調理器は、特殊な
材質の負荷を加熱したときインバータに流れる過
大電流の発生を防止するものであり、スイツチン
グ素子の熱破壊の阻止、および寿命の長期化をは
かることができる。また、従来、スイツチング素
子の過大電流測定にインバータ側にカレントトラ
ンスを介挿して行なつていたのに対し本発明は、
回路構成を複雑化し、絶縁性にも問題のあるカレ
ント・トランスを不要とするものであるから、回
路構成が簡略化され、信頼性の向上を実現するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、誘導加熱調理器にけるインバータを
含む主回路の一般的回路図、第２図は制御部を含
むブロツク図、第３図は本発明実施例ブロツク
図、第４図は要部回路図、第５図は信号波形図で
ある。 ６…インバータ、１２…主回路、１７…周波数
制御回路、２２…保護回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 誘導加熱コイル、逆並列に接続されたスイツ
   チング素子およびダイオードを含む高周波インバ
   ータ、上記スイツチング素子をオン・オフする発
   振周波数制御回路、該発振周波数制御回路に入力
   に応じた信号を与えその周波数を可変する入力電
   力設定回路、上記インバータの一発振期間中に占
   める上記ダイオードの導通期間の割合を検出して
   電圧信号を得、該信号が上記スイツチング素子の
   適性電流を基準として決定された所定の電圧レベ
   ル以上となつたとき、上記インバータへの入力を
   低下させる保護回路を備え、かつ上記発振周波数
   制御回路は、上記入力電力設定回路の非動作時そ
   の最低発振周波数を可聴周波数以上の値に設定す
   る周波数調整手段を含んでなる誘導加熱調理器。