JPS6149860B2 - - Google Patents
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- JPS6149860B2 JPS6149860B2 JP10005580A JP10005580A JPS6149860B2 JP S6149860 B2 JPS6149860 B2 JP S6149860B2 JP 10005580 A JP10005580 A JP 10005580A JP 10005580 A JP10005580 A JP 10005580A JP S6149860 B2 JPS6149860 B2 JP S6149860B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
- H03G7/007—Volume compression or expansion in amplifiers of digital or coded signals
Landscapes
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
本発明はデイジタル変調波の圧縮伸長方式に係
り、送信側でデイジタル変調波のアナログ換算値
をレベル圧縮して伝送し、受信側で伝送されてき
たデイジタル変調波のアナログ換算値をレベル圧
縮分だけレベル伸長することにより、AD変換器
やDA変換器の変換精度以上の品質のデイジタル
変調波の伝送ができ、しかも信号予測回路を用い
ることによりレベル圧縮の情報を示す制御用信号
の伝送が不要なので、従来よりも少ないビツト数
でデイジタル変調波を伝送しうる圧縮伸長方式を
提供することを目的とする。 第１図は従来のデイジタル変調波の圧縮伸長方
式の一例のブロツク系統図を示す。同図中、入力
端子１に入来したアナログ信号は低域フイルタ２
に供給され、ここで不要な高域成分が除去された
後サンプリングホールド回路３に供給され、ここ
でサンプリングホールドされる。サンプリングホ
ールド回路３より取り出された時間的に離散化さ
れた標本化信号は、後述の可変利得器７を通して
AD変換器８に印加される一方、絶対値回路４に
供給され、ここで絶対値をとられる。この絶対値
回路４の出力信号は、電圧比較器６に供給され、
ここで基準電圧設定器５よりの基準電圧と比較さ
れ、基準電圧を越えた時可変利得器７の利得を可
変せしめる。 第２図は上記の利得制御が行なわれる可変利得
器７の入力電圧対出力電圧特性を示す。同図より
もわかるように、入力電圧の絶対値が大になり、
AD変換器８によつて伝送しうる最大又は最小の
入力電圧となつたときは、上記の電圧比較器６よ
りの利得制御信号によつて利得が可変せしめられ
る結果、出力電圧の絶対値が減衰せしめられる。
この結果、可変利得器７の出力電圧は常にAD変
換器８のビツト数によつて定まる所定電圧範囲
（第２図に±１で示す）内とされ、第３図に示す
如きレベル圧縮波形となる。 上記可変利得器７の出力電圧はAD変換器８に
供給され、ここでアナログ―デイジタル変換され
て（具体的には量子化、符号化されて）パルス符
号変調（PCM）信号等のデイジタル変調波とさ
れる。このデイジタル変調波は所定の伝送路を経
てDA変換器９に供給され、ここでデイジタル―
アナログ変換された後可変利得器１０により送信
系でレベル減衰又はレベル増強された分がレベル
伸長により元に戻され、更に低域フイルタ１１に
より元のアナログ信号に復元されて出力端子１２
より出力される。 しかるに、上記の従来のデイジタル変調波の圧
縮伸長方式は、送信側の可変利得器７で利得制御
した分と逆方向で、かつ、同じ量だけ受信側の可
変利得器１０で制御させるための、可変利得器制
御用信号も伝送信号として同時に伝送しなければ
ならなかつたため、伝送ビツト数の削減化という
要求に制限を与えていた。 本発明は上記欠点を除去したものであり、第４
図以下の図面と共にその各実施例について説明す
る。 第４図は本発明になるデイジタル変調波の圧縮
伸長方式の第１実施例のブロツク系統図を示す。
同図中、第１図と同一構成部分には同一番号を付
し、その説明を省略する。第４図において、AD
変換器８より取り出されたデイジタル変調波は、
可変利得器（デイジタル信号を取り扱うものであ
り、シフトレジスタ、あるいはマルチプライヤな
どにより構成されている）１３に供給され、ここ
で後述する利得制御部１４よりの制御信号により
そのアナログ換算レベルが可変せしめられた後送
信され、また同時に利得制御部１４内の信号予測
回路１５に供給される。いま、可変利得器１３の
時刻nT（Ｔはサンプリングホールド回路３のサ
ンプリング周期）における入力デイジタル変調波
のアナログ換算レベルをＸo、そのときの可変利
得器１３の利得をG1、可変利得器１３の時刻nT
における出力デイジタル変調波のアナログ換算レ
ベルをｙoとすると次式が成立する。 ｙo＝ＸoG1 (1) 一方、信号予測回路１５はＬ／Ｍ倍（Ｌ，Ｍは自然 数で、Ｌ＞Ｍ）にサプリング周波数を上げる機能
を有するサンプリング周波数変換器が入力初段に
前置されてなる構成とされている。上記のサンプ
リング周波数変換器は入力信号ｙoが供給される
補間器と、この補間器の出力信号が供給され、
Ｌ／Ｍ倍のサンプリング周波数で動作する第１の
デイジタルフイルタとより少なくとも構成されて
いる。 上記の補間器は入力信号ｙoの各サンプル値の
時間間隔Ｔ内でＬ―１個の雰点を期間ｋ毎に順次
挿入する回路で、その出力信号Ｖ(oL/M)+kは次
式で表わされる。
り、送信側でデイジタル変調波のアナログ換算値
をレベル圧縮して伝送し、受信側で伝送されてき
たデイジタル変調波のアナログ換算値をレベル圧
縮分だけレベル伸長することにより、AD変換器
やDA変換器の変換精度以上の品質のデイジタル
変調波の伝送ができ、しかも信号予測回路を用い
ることによりレベル圧縮の情報を示す制御用信号
の伝送が不要なので、従来よりも少ないビツト数
でデイジタル変調波を伝送しうる圧縮伸長方式を
提供することを目的とする。 第１図は従来のデイジタル変調波の圧縮伸長方
式の一例のブロツク系統図を示す。同図中、入力
端子１に入来したアナログ信号は低域フイルタ２
に供給され、ここで不要な高域成分が除去された
後サンプリングホールド回路３に供給され、ここ
でサンプリングホールドされる。サンプリングホ
ールド回路３より取り出された時間的に離散化さ
れた標本化信号は、後述の可変利得器７を通して
AD変換器８に印加される一方、絶対値回路４に
供給され、ここで絶対値をとられる。この絶対値
回路４の出力信号は、電圧比較器６に供給され、
ここで基準電圧設定器５よりの基準電圧と比較さ
れ、基準電圧を越えた時可変利得器７の利得を可
変せしめる。 第２図は上記の利得制御が行なわれる可変利得
器７の入力電圧対出力電圧特性を示す。同図より
もわかるように、入力電圧の絶対値が大になり、
AD変換器８によつて伝送しうる最大又は最小の
入力電圧となつたときは、上記の電圧比較器６よ
りの利得制御信号によつて利得が可変せしめられ
る結果、出力電圧の絶対値が減衰せしめられる。
この結果、可変利得器７の出力電圧は常にAD変
換器８のビツト数によつて定まる所定電圧範囲
（第２図に±１で示す）内とされ、第３図に示す
如きレベル圧縮波形となる。 上記可変利得器７の出力電圧はAD変換器８に
供給され、ここでアナログ―デイジタル変換され
て（具体的には量子化、符号化されて）パルス符
号変調（PCM）信号等のデイジタル変調波とさ
れる。このデイジタル変調波は所定の伝送路を経
てDA変換器９に供給され、ここでデイジタル―
アナログ変換された後可変利得器１０により送信
系でレベル減衰又はレベル増強された分がレベル
伸長により元に戻され、更に低域フイルタ１１に
より元のアナログ信号に復元されて出力端子１２
より出力される。 しかるに、上記の従来のデイジタル変調波の圧
縮伸長方式は、送信側の可変利得器７で利得制御
した分と逆方向で、かつ、同じ量だけ受信側の可
変利得器１０で制御させるための、可変利得器制
御用信号も伝送信号として同時に伝送しなければ
ならなかつたため、伝送ビツト数の削減化という
要求に制限を与えていた。 本発明は上記欠点を除去したものであり、第４
図以下の図面と共にその各実施例について説明す
る。 第４図は本発明になるデイジタル変調波の圧縮
伸長方式の第１実施例のブロツク系統図を示す。
同図中、第１図と同一構成部分には同一番号を付
し、その説明を省略する。第４図において、AD
変換器８より取り出されたデイジタル変調波は、
可変利得器（デイジタル信号を取り扱うものであ
り、シフトレジスタ、あるいはマルチプライヤな
どにより構成されている）１３に供給され、ここ
で後述する利得制御部１４よりの制御信号により
そのアナログ換算レベルが可変せしめられた後送
信され、また同時に利得制御部１４内の信号予測
回路１５に供給される。いま、可変利得器１３の
時刻nT（Ｔはサンプリングホールド回路３のサ
ンプリング周期）における入力デイジタル変調波
のアナログ換算レベルをＸo、そのときの可変利
得器１３の利得をG1、可変利得器１３の時刻nT
における出力デイジタル変調波のアナログ換算レ
ベルをｙoとすると次式が成立する。 ｙo＝ＸoG1 (1) 一方、信号予測回路１５はＬ／Ｍ倍（Ｌ，Ｍは自然 数で、Ｌ＞Ｍ）にサプリング周波数を上げる機能
を有するサンプリング周波数変換器が入力初段に
前置されてなる構成とされている。上記のサンプ
リング周波数変換器は入力信号ｙoが供給される
補間器と、この補間器の出力信号が供給され、
Ｌ／Ｍ倍のサンプリング周波数で動作する第１の
デイジタルフイルタとより少なくとも構成されて
いる。 上記の補間器は入力信号ｙoの各サンプル値の
時間間隔Ｔ内でＬ―１個の雰点を期間ｋ毎に順次
挿入する回路で、その出力信号Ｖ(oL/M)+kは次
式で表わされる。
【表】
この信号Ｖ(oL/M)+kは上記の第１のデイジタ
ルフイルタに供給され、入力信号ｙoの信号成分
（s／２以下の周波数成分）のみが分離波され
る。 以下、Ｍ＝１の場合を例にとつて説明するに、
この様子を第９図Ａ〜Ｃ及び第１０図Ａ〜Ｃと共
に示す。第９図Ａ及び第１０図Ａは夫々上記の入
力信号ｙoの波形、及び周波数スペクトラムを示
し、また第９図Ｂ及び第１０図Ｂは夫々補間した
信号の波形及び周波数スペクトラムを示す。そし
て第９図Ｃが上記Ｌ倍のサンプリング周波数で動
作するデイジタルフイルタの出力信号のアナログ
換算波形を示し、その周波数スペクトラムは第１
０図Ｃに示す如くになる。 このようにして得られてデイジタルフイルタの
出力信号のアナログ換算レベルをＺ(oL/M)+i、
信号予測回路１５内にて付与する重み付け係数を
ａi（ｉ＝０〜Ｎ）とすると、信号予測回路１５
は なる式で表わされるデイジタル信号を出力する。
（２―２）式は一種のFIR形デイジタルフイルタ
の出力デイジタル信号を表わす式でもある。よつ
て、上記の信号予測回路１５はサンプリング周波
数変換器と、サンプリング周波数変換器の出力信
号Ｖ(oL/M)+i-kが供給される絶対値回路と、絶
対値回路の出力信号が供給されるFIR形デイジタ
ルフイルタ（第２のデイジタルフイルタ）とより
構成することができる。なお、（２―２）式中｜
Ｖ〓+i-k｜はデイジタル変調波Ｖ〓+i-kを絶対値
回路を通して得た信号を示す。 信号予測回路１５の最も簡単な例として、Ｍ＝
１，a0＝２，a1＝−１，a2＝a3＝…＝ａo＝０とし
た場合には、第５図に示す如くに構成でき、入力
端子２０に入来したデイジタル変調波ｙoをサン
プリング周波数変換器２１でサンプリング周波数
をＬ倍にした後、更にそれを絶対値回路２２で絶
対値をとつた後、差分器２３でＶoL+iの絶対値か
らＬ倍の一サンプリング周期ＴLだけ遅延する遅
延器２４の出力一標本前のデイジタル変調波ＶoL
＋ｉ−１の絶対値を差し引いて差分信号を得、それを
ＶoL+iの絶対値と加算器２５で加算することによ
り、時刻（ｎ＋１）ＴLに入来するであろうと予
測されるアナログ換算レベルをもつデイジタル信
号ｚoL+iが予測信号として次の時刻（ｎ＋１）Ｔ
Lのデイジタル変調波ＶoL+i+1が入来するまでの間
に出力端子２６から出力される。 信号予測回路１５の出力予測信号ｚoL+iは比較
器１７に供給され、ここで可変基準レベル発生器
１６よりの基準レベルｌoとアナログ換算値での
レベル比較がなされる。その結果、デイジタル信
号ｚoL+iの方が基準レベルｌoよりも大レベルの
ときには、比較器１７より可変利得器１３の利得
G1を下げ（具体的には可変利得器１３がシフト
レジスタで構成されている場合はLSB方向へシフ
トし、またマルチプライヤで構成されている場合
は係数を小にする）、かつ、可変基準レベル発生
器１６の基準レベルを、同じ値だけ小にした新た
な基準レベルに変更するための信号が出力され
る。他方、デイジタル信号ｚoL+iの方が基準レベ
ルｌoよりも小レベルのときには、比較器１７よ
り可変利得器１３の利得G1を上げ（具体的には
可変利得器１３がシフトレジスタで構成されてい
る場合はMSB方向へシフトし、またマルチプラ
イヤで構成されている場合は係数を大にする）、
かつ、可変基準レベル発生器１６の基準レベルを
同じ値だけ大なる新たな基準レベルに変更するた
めの信号が出力される。なお、比較器１７の出力
は信号予測回路１５にも供給される。ただし、予
測信号を得て利得制御部１４はＴLで動作し、可
変利得器１３はＴで動作する。 このようにして、可変利得器１３の利得G1
を、予測信号に基づき利得制御部１４の出力信号
により利得制御（アナログ換算レベルのレベル制
御）して得たデイジタル変調波ｙoはそのアナロ
グ換算レベル変化の大きいときは量子化の最低レ
ベルが上がり、逆にレベル変化の小さい場合は量
子化の最低レベルが下がり、より細かい量子化が
行なわれた信号と等価となる。 上記のデイジタル変調波は所望の伝送路を経て
受信され、可変利得器１３と同様構成の可変利得
器１８に供給されると同時に利得制御部１９に供
給される。可変利得器１８は可変利得器１３と同
様の構成とされており、供給されるデイジタル信
号のアナログ換算レベルが利得制御部１９の出力
により可変制御される。ここで、可変利得器１８
の時刻nTにおける入力デイジタル変調波のアナ
ログ換算レベルをｐo、時刻nTにおける出力デイ
ジタル変調波のアナログ換算レベルをｑo、可変
利得器１８の利得をG2とすると次式が満足され
る。 ｑo＝ｐo・G2 (3) 一方、利得制御部１９は上記の利得制御部１４
と同様構成であるが、利得制御部１４とは逆の動
作を行なう。すなわち、利得制御部１９はその比
較器（図示せず）において、デイジタル変調波ｐ
oより得た予測信号のアナログ換算レベルの方が
基準レベルよりも大のときは、上記利得G2を上
げ、かつ、基準レベルを同じ値だけ大に変更する
ように動作し、他方、上記と逆の場合には、可変
利得器１８の利得G2を下げ、かつ、基準レベル
を同じ値だけ小なる基準レベルに変更する。すな
わち、上記利得制御部１９による利得制御は、利
得制御部１４による利得制御と相補的なレベル伸
長動作を行ない G1・G2＝１ (4) なる関係が満足せしめられる。また、 ｙo≒ｐo (5) である。 可変利得器１８より取り出されるデイジタル変
調波（アナログ換算レベルｑo）はDA変換器９に
供給される。ここで、(1)，(3)，(4)及び(5)の各式よ
り(6)式が成立する。 ｑo＝ｐo・G2 ≒ｙo・G2＝ｘo・G1・G2＝ｘo ∴ ｑo≒ｘo (6) 従つて、送信側でレベル圧縮されたデイジタル
変調波は、受信側でレベル圧縮分だけレベル伸長
されることにより、もとのデイジタル変調波に戻
される。 上記のレベルの圧縮、伸長は本実施例によれば
予測信号に基づいて行なうものである。例えば
（２―２）式において、Ｍ＝１，a0＝２，a1＝−
１，a2＝…＝ａo＝０とすると ｚoL+i＝ＶoL+i＋（ＶoL+i−ＶoL+i-1） ＝ＶoL+i＋ｄｖｏＬ＋ｉ／ｄｔ (7) となり、微分による予測信号が得られる。同様に
して（２−１），（２−２）式で適当な重み付けを
行なうことにより、入力デイジタル変調波の性質
に応じた適切な予測信号が得られる。かかる予測
信号は（２−１），（２−２）式よりわかるように
デイジタル変調波から得ることができるため、従
来方式のように受信側へ利得制御用信号を別途伝
送する必要は全くなく、よつて従来よりも少ない
ビツト数でデイジタル変調波を圧縮伸長伝送する
ことができる。 第６図は本発明方式の第２実施例のブロツク系
統図を示す。同図中、第４図と同一構成部分には
同一番号を付し、その説明を省略する。本実施例
は、可変利得器１３の可変利得用制御信号を生成
するための利得制御回路２７を、AD変換器８の
出力デイジタル変調波を入力信号として構成し、
かつ、可変利得器１８の利得を可変するための制
御信号を生成する利得制御回路２８は、可変利得
器１８の出力デイジタル変調波より得るように構
成したものである。利得制御回路２７，２８は利
得制御回路１４，１９と同様構成であり、本実施
例も第１実施例と同様の特長を有する。 また第７図は本発明方式の第３実施例のブロツ
ク系統図、第８図は本発明方式の第４実施例のブ
ロツク系統図を示す。上記の第３及び第４実施例
は、いずれも可変利得器７，１０が標本化信号を
入力とするものであり、第１及び第２の実施例と
異なる。従つて(1)式のｙo、（２−１），（２−２）
式のＶoL+k，ｚoL+iはアナログ換算レベルではな
く信号レベルを表わす。また第３実施例におい
て、利得制御部２９は可変利得器７の出力信号よ
り前記した方法により予測信号を生成し、それと
基準レベルとを比較し、予測信号レベルが基準レ
ベルよりも大のときは可変利得器７の利得を小に
制御する一方、基準レベルを小に変更し、他方、
基準レベルよりも小のときには可変利得器７の利
得を大に制御する一方、基準レベルも大に変更す
る。また第７図示の利得制御部３０は利得制御部
１９，２８と同様の構成で同様の動作を行なう。 更に第８図の第４実施例は、利得制御部３１が
サンプリングホールド回路３の出力標本化信号を
入力信号とし、利得制御部２９と同様の動作を行
なつて得た制御信号により可変利得器７の利得を
可変するものであり、かつ、利得制御部３２が可
変利得器１０の出力アナログ信号を入力信号とし
て利得制御部３０と同様の動作を行なつて得た制
御信号により可変利得器１０の利得を可変制御す
ることにより、デイジタル変調波の圧縮、伸長動
作を行なうようにしたものである。上記第３実施
例及び第４実施例も、前記した第１実施例及び第
２実施例と同様の特長を有する。 なお、第１及び第２実施例はデイジタル変調波
のアナログ換算レベルをレベル圧縮、伸長し、ま
た第３及び第４実施例ではデイジタル変調波の変
調信号（アナログ信号）をレベル圧縮し、その復
調信号をレベル伸長したが、これらに限らず差分
信号（ｍo−ｍo-1）についても同様にレベル圧
縮、伸長を行ない所期の目的を達成しうる（ただ
し、ｍoは時刻nTにおけるデイジタル変調波のア
ナログ換算レベルを示す）。この差分信号も本明
細書のデイジタル変調波に含まれる。 なお、利得制御部１４，２７，２９，３１内の
サンプリング周波数変換器はサンプリング周波数
を入力信号ｙoのＬ倍のみならず、Ｌ／Ｍ倍に上
げることも同様にしてできることは勿論である。 上述の如く、本発明になるデイジタル変調波の
圧縮伸長方式は、アナログ信号をデイジタル変調
してデイジタル変調波を得るAD変換器の出力側
に設けられた第１の可変利得器と、この第１の可
変利得器の出力側（又は入力側）より取り出した
時刻nTにおけるデイジタル変調波のアナログ換
算レベルをｙo（ただし、Ｔはデイジタル変調波
のサンプリング周期）、重み付けのための係数を
ａiとし、Ｌ／Ｍ倍にサンプリング周波数を上げるた めのサンプリング周波数変換器内の補間器の出力
信号のアナログ換算レベルをＶ(oL/M)+kとした
とき Ｖ〓+k＝｛ｙo（ｋ＝０）
０（ｋ＝１，２，…，Ｌ−１）｝ （ただし、Ｌ，Ｍ，Ｎは任意の自然数、a0〜ａ
Nは０又は任意の数） なる式を満足するアナログ換算レベルｚ〓+iをも
つ予測信号を生成し、可変基準レベル発生器より
の基準レベルと上記予測信号のアナログ換算レベ
ルＺ〓+iとを夫々比較して得た制御信号により第
１の可変利得器をしてその入力デイジタル変調波
のアナログ換算レベルを所定レベル範囲内におい
てレベル圧縮させる第１の利得制御部と、第１の
利得制御部より取り出されたデイジタル変調波が
伝送路を通して供給されそのアナログ換算レベル
を制御信号に応じて可変する第２の可変利得器
と、第２の可変利得器の入力側（又は出力側）よ
り取り出したデイジタル変調波に対し上記第１の
利得制御部とは逆の動作を行なつて第２の可変利
得器をしてその入力デイジタル変調波のアナログ
換算レベルを所定レベル範囲において上記レベル
圧縮分レベル伸長させる第２の利得制御部と、第
２の可変利得器の出力デイジタル変調波を原アナ
ログ信号に復調する回路とより構成したため、ま
た前記AD変換器の入力側に可変利得器を設けた
場合も上記と同様に構成したため、AD変換器や
DA変換器の変換精度が低くてもそれらの入力レ
ベルや出力レベルを制御しているからそれらの性
能以上の信号伝送を確保でき、また予測信号を生
成し、それと基準レベルとをレベル比較して第１
及び第２の可変利得器の利得制御信号を得るよう
にしているから、従来方式のような利得制御信号
の伝送を別途必要とすることはなく、よつて従来
方式に比し伝送ビツト数を低減することができ、
また従来方式と同じ伝送ビツト数とした場合は、
従来方式に比し伝送しうる情報量を大にでき、ま
た所定のビツト長を有するデイジタル変調波、す
なわちPCM信号、DPCM信号をビツト圧縮して
伝送できることから、伝送路の低減ができ、更に
信号レベルが小なるときは量子化の最低レベルを
下げてより細かな量子化を行なうので信号レベル
が低くても従来方式に比し量子化ノイズを低減す
ることができ、みかけ上サンプリング周波数をＬ／Ｍ 倍にあげた信号の予測信号を得ているので、予測
誤差を略雰にできる等の数々の特長を有するもの
である。
ルフイルタに供給され、入力信号ｙoの信号成分
（s／２以下の周波数成分）のみが分離波され
る。 以下、Ｍ＝１の場合を例にとつて説明するに、
この様子を第９図Ａ〜Ｃ及び第１０図Ａ〜Ｃと共
に示す。第９図Ａ及び第１０図Ａは夫々上記の入
力信号ｙoの波形、及び周波数スペクトラムを示
し、また第９図Ｂ及び第１０図Ｂは夫々補間した
信号の波形及び周波数スペクトラムを示す。そし
て第９図Ｃが上記Ｌ倍のサンプリング周波数で動
作するデイジタルフイルタの出力信号のアナログ
換算波形を示し、その周波数スペクトラムは第１
０図Ｃに示す如くになる。 このようにして得られてデイジタルフイルタの
出力信号のアナログ換算レベルをＺ(oL/M)+i、
信号予測回路１５内にて付与する重み付け係数を
ａi（ｉ＝０〜Ｎ）とすると、信号予測回路１５
は なる式で表わされるデイジタル信号を出力する。
（２―２）式は一種のFIR形デイジタルフイルタ
の出力デイジタル信号を表わす式でもある。よつ
て、上記の信号予測回路１５はサンプリング周波
数変換器と、サンプリング周波数変換器の出力信
号Ｖ(oL/M)+i-kが供給される絶対値回路と、絶
対値回路の出力信号が供給されるFIR形デイジタ
ルフイルタ（第２のデイジタルフイルタ）とより
構成することができる。なお、（２―２）式中｜
Ｖ〓+i-k｜はデイジタル変調波Ｖ〓+i-kを絶対値
回路を通して得た信号を示す。 信号予測回路１５の最も簡単な例として、Ｍ＝
１，a0＝２，a1＝−１，a2＝a3＝…＝ａo＝０とし
た場合には、第５図に示す如くに構成でき、入力
端子２０に入来したデイジタル変調波ｙoをサン
プリング周波数変換器２１でサンプリング周波数
をＬ倍にした後、更にそれを絶対値回路２２で絶
対値をとつた後、差分器２３でＶoL+iの絶対値か
らＬ倍の一サンプリング周期ＴLだけ遅延する遅
延器２４の出力一標本前のデイジタル変調波ＶoL
＋ｉ−１の絶対値を差し引いて差分信号を得、それを
ＶoL+iの絶対値と加算器２５で加算することによ
り、時刻（ｎ＋１）ＴLに入来するであろうと予
測されるアナログ換算レベルをもつデイジタル信
号ｚoL+iが予測信号として次の時刻（ｎ＋１）Ｔ
Lのデイジタル変調波ＶoL+i+1が入来するまでの間
に出力端子２６から出力される。 信号予測回路１５の出力予測信号ｚoL+iは比較
器１７に供給され、ここで可変基準レベル発生器
１６よりの基準レベルｌoとアナログ換算値での
レベル比較がなされる。その結果、デイジタル信
号ｚoL+iの方が基準レベルｌoよりも大レベルの
ときには、比較器１７より可変利得器１３の利得
G1を下げ（具体的には可変利得器１３がシフト
レジスタで構成されている場合はLSB方向へシフ
トし、またマルチプライヤで構成されている場合
は係数を小にする）、かつ、可変基準レベル発生
器１６の基準レベルを、同じ値だけ小にした新た
な基準レベルに変更するための信号が出力され
る。他方、デイジタル信号ｚoL+iの方が基準レベ
ルｌoよりも小レベルのときには、比較器１７よ
り可変利得器１３の利得G1を上げ（具体的には
可変利得器１３がシフトレジスタで構成されてい
る場合はMSB方向へシフトし、またマルチプラ
イヤで構成されている場合は係数を大にする）、
かつ、可変基準レベル発生器１６の基準レベルを
同じ値だけ大なる新たな基準レベルに変更するた
めの信号が出力される。なお、比較器１７の出力
は信号予測回路１５にも供給される。ただし、予
測信号を得て利得制御部１４はＴLで動作し、可
変利得器１３はＴで動作する。 このようにして、可変利得器１３の利得G1
を、予測信号に基づき利得制御部１４の出力信号
により利得制御（アナログ換算レベルのレベル制
御）して得たデイジタル変調波ｙoはそのアナロ
グ換算レベル変化の大きいときは量子化の最低レ
ベルが上がり、逆にレベル変化の小さい場合は量
子化の最低レベルが下がり、より細かい量子化が
行なわれた信号と等価となる。 上記のデイジタル変調波は所望の伝送路を経て
受信され、可変利得器１３と同様構成の可変利得
器１８に供給されると同時に利得制御部１９に供
給される。可変利得器１８は可変利得器１３と同
様の構成とされており、供給されるデイジタル信
号のアナログ換算レベルが利得制御部１９の出力
により可変制御される。ここで、可変利得器１８
の時刻nTにおける入力デイジタル変調波のアナ
ログ換算レベルをｐo、時刻nTにおける出力デイ
ジタル変調波のアナログ換算レベルをｑo、可変
利得器１８の利得をG2とすると次式が満足され
る。 ｑo＝ｐo・G2 (3) 一方、利得制御部１９は上記の利得制御部１４
と同様構成であるが、利得制御部１４とは逆の動
作を行なう。すなわち、利得制御部１９はその比
較器（図示せず）において、デイジタル変調波ｐ
oより得た予測信号のアナログ換算レベルの方が
基準レベルよりも大のときは、上記利得G2を上
げ、かつ、基準レベルを同じ値だけ大に変更する
ように動作し、他方、上記と逆の場合には、可変
利得器１８の利得G2を下げ、かつ、基準レベル
を同じ値だけ小なる基準レベルに変更する。すな
わち、上記利得制御部１９による利得制御は、利
得制御部１４による利得制御と相補的なレベル伸
長動作を行ない G1・G2＝１ (4) なる関係が満足せしめられる。また、 ｙo≒ｐo (5) である。 可変利得器１８より取り出されるデイジタル変
調波（アナログ換算レベルｑo）はDA変換器９に
供給される。ここで、(1)，(3)，(4)及び(5)の各式よ
り(6)式が成立する。 ｑo＝ｐo・G2 ≒ｙo・G2＝ｘo・G1・G2＝ｘo ∴ ｑo≒ｘo (6) 従つて、送信側でレベル圧縮されたデイジタル
変調波は、受信側でレベル圧縮分だけレベル伸長
されることにより、もとのデイジタル変調波に戻
される。 上記のレベルの圧縮、伸長は本実施例によれば
予測信号に基づいて行なうものである。例えば
（２―２）式において、Ｍ＝１，a0＝２，a1＝−
１，a2＝…＝ａo＝０とすると ｚoL+i＝ＶoL+i＋（ＶoL+i−ＶoL+i-1） ＝ＶoL+i＋ｄｖｏＬ＋ｉ／ｄｔ (7) となり、微分による予測信号が得られる。同様に
して（２−１），（２−２）式で適当な重み付けを
行なうことにより、入力デイジタル変調波の性質
に応じた適切な予測信号が得られる。かかる予測
信号は（２−１），（２−２）式よりわかるように
デイジタル変調波から得ることができるため、従
来方式のように受信側へ利得制御用信号を別途伝
送する必要は全くなく、よつて従来よりも少ない
ビツト数でデイジタル変調波を圧縮伸長伝送する
ことができる。 第６図は本発明方式の第２実施例のブロツク系
統図を示す。同図中、第４図と同一構成部分には
同一番号を付し、その説明を省略する。本実施例
は、可変利得器１３の可変利得用制御信号を生成
するための利得制御回路２７を、AD変換器８の
出力デイジタル変調波を入力信号として構成し、
かつ、可変利得器１８の利得を可変するための制
御信号を生成する利得制御回路２８は、可変利得
器１８の出力デイジタル変調波より得るように構
成したものである。利得制御回路２７，２８は利
得制御回路１４，１９と同様構成であり、本実施
例も第１実施例と同様の特長を有する。 また第７図は本発明方式の第３実施例のブロツ
ク系統図、第８図は本発明方式の第４実施例のブ
ロツク系統図を示す。上記の第３及び第４実施例
は、いずれも可変利得器７，１０が標本化信号を
入力とするものであり、第１及び第２の実施例と
異なる。従つて(1)式のｙo、（２−１），（２−２）
式のＶoL+k，ｚoL+iはアナログ換算レベルではな
く信号レベルを表わす。また第３実施例におい
て、利得制御部２９は可変利得器７の出力信号よ
り前記した方法により予測信号を生成し、それと
基準レベルとを比較し、予測信号レベルが基準レ
ベルよりも大のときは可変利得器７の利得を小に
制御する一方、基準レベルを小に変更し、他方、
基準レベルよりも小のときには可変利得器７の利
得を大に制御する一方、基準レベルも大に変更す
る。また第７図示の利得制御部３０は利得制御部
１９，２８と同様の構成で同様の動作を行なう。 更に第８図の第４実施例は、利得制御部３１が
サンプリングホールド回路３の出力標本化信号を
入力信号とし、利得制御部２９と同様の動作を行
なつて得た制御信号により可変利得器７の利得を
可変するものであり、かつ、利得制御部３２が可
変利得器１０の出力アナログ信号を入力信号とし
て利得制御部３０と同様の動作を行なつて得た制
御信号により可変利得器１０の利得を可変制御す
ることにより、デイジタル変調波の圧縮、伸長動
作を行なうようにしたものである。上記第３実施
例及び第４実施例も、前記した第１実施例及び第
２実施例と同様の特長を有する。 なお、第１及び第２実施例はデイジタル変調波
のアナログ換算レベルをレベル圧縮、伸長し、ま
た第３及び第４実施例ではデイジタル変調波の変
調信号（アナログ信号）をレベル圧縮し、その復
調信号をレベル伸長したが、これらに限らず差分
信号（ｍo−ｍo-1）についても同様にレベル圧
縮、伸長を行ない所期の目的を達成しうる（ただ
し、ｍoは時刻nTにおけるデイジタル変調波のア
ナログ換算レベルを示す）。この差分信号も本明
細書のデイジタル変調波に含まれる。 なお、利得制御部１４，２７，２９，３１内の
サンプリング周波数変換器はサンプリング周波数
を入力信号ｙoのＬ倍のみならず、Ｌ／Ｍ倍に上
げることも同様にしてできることは勿論である。 上述の如く、本発明になるデイジタル変調波の
圧縮伸長方式は、アナログ信号をデイジタル変調
してデイジタル変調波を得るAD変換器の出力側
に設けられた第１の可変利得器と、この第１の可
変利得器の出力側（又は入力側）より取り出した
時刻nTにおけるデイジタル変調波のアナログ換
算レベルをｙo（ただし、Ｔはデイジタル変調波
のサンプリング周期）、重み付けのための係数を
ａiとし、Ｌ／Ｍ倍にサンプリング周波数を上げるた めのサンプリング周波数変換器内の補間器の出力
信号のアナログ換算レベルをＶ(oL/M)+kとした
とき Ｖ〓+k＝｛ｙo（ｋ＝０）
０（ｋ＝１，２，…，Ｌ−１）｝ （ただし、Ｌ，Ｍ，Ｎは任意の自然数、a0〜ａ
Nは０又は任意の数） なる式を満足するアナログ換算レベルｚ〓+iをも
つ予測信号を生成し、可変基準レベル発生器より
の基準レベルと上記予測信号のアナログ換算レベ
ルＺ〓+iとを夫々比較して得た制御信号により第
１の可変利得器をしてその入力デイジタル変調波
のアナログ換算レベルを所定レベル範囲内におい
てレベル圧縮させる第１の利得制御部と、第１の
利得制御部より取り出されたデイジタル変調波が
伝送路を通して供給されそのアナログ換算レベル
を制御信号に応じて可変する第２の可変利得器
と、第２の可変利得器の入力側（又は出力側）よ
り取り出したデイジタル変調波に対し上記第１の
利得制御部とは逆の動作を行なつて第２の可変利
得器をしてその入力デイジタル変調波のアナログ
換算レベルを所定レベル範囲において上記レベル
圧縮分レベル伸長させる第２の利得制御部と、第
２の可変利得器の出力デイジタル変調波を原アナ
ログ信号に復調する回路とより構成したため、ま
た前記AD変換器の入力側に可変利得器を設けた
場合も上記と同様に構成したため、AD変換器や
DA変換器の変換精度が低くてもそれらの入力レ
ベルや出力レベルを制御しているからそれらの性
能以上の信号伝送を確保でき、また予測信号を生
成し、それと基準レベルとをレベル比較して第１
及び第２の可変利得器の利得制御信号を得るよう
にしているから、従来方式のような利得制御信号
の伝送を別途必要とすることはなく、よつて従来
方式に比し伝送ビツト数を低減することができ、
また従来方式と同じ伝送ビツト数とした場合は、
従来方式に比し伝送しうる情報量を大にでき、ま
た所定のビツト長を有するデイジタル変調波、す
なわちPCM信号、DPCM信号をビツト圧縮して
伝送できることから、伝送路の低減ができ、更に
信号レベルが小なるときは量子化の最低レベルを
下げてより細かな量子化を行なうので信号レベル
が低くても従来方式に比し量子化ノイズを低減す
ることができ、みかけ上サンプリング周波数をＬ／Ｍ 倍にあげた信号の予測信号を得ているので、予測
誤差を略雰にできる等の数々の特長を有するもの
である。
第１図は従来方式の一例を示すブロツク系統
図、第２図は送信側の可変利得器の入出力特性を
示す図、第３図は送信側の可変利得器の出力信号
波形の一例を示す図、第４図、第６図、第７図及
び第８図は夫々本発明方式の各実施例を示すブロ
ツク系統図、第５図は本発明方式の要部の一実施
例を示すブロツク系統図、第９図Ａ〜Ｃは夫々本
発明方式の信号予測回路内の各部信号波形図、第
１０図Ａ〜Ｃは夫々第９図Ａ〜Ｃの周波数スペク
トラムを示す図である。 １…アナログ信号入力端子、７，１０，１３，
１８…可変利得器、８…AD変換器、９…DA変換
器、１２…アナログ信号出力端子、１４，２７，
２９，３１…レベル圧縮用利得制御部、１５…信
号予測回路、１６…可変基準レベル発生器、１７
…比較器、１９，２８，３０，３２…レベル伸長
用利得制御部、２１…サンプリング周波数変換
器、２５…予測信号出力端子。
図、第２図は送信側の可変利得器の入出力特性を
示す図、第３図は送信側の可変利得器の出力信号
波形の一例を示す図、第４図、第６図、第７図及
び第８図は夫々本発明方式の各実施例を示すブロ
ツク系統図、第５図は本発明方式の要部の一実施
例を示すブロツク系統図、第９図Ａ〜Ｃは夫々本
発明方式の信号予測回路内の各部信号波形図、第
１０図Ａ〜Ｃは夫々第９図Ａ〜Ｃの周波数スペク
トラムを示す図である。 １…アナログ信号入力端子、７，１０，１３，
１８…可変利得器、８…AD変換器、９…DA変換
器、１２…アナログ信号出力端子、１４，２７，
２９，３１…レベル圧縮用利得制御部、１５…信
号予測回路、１６…可変基準レベル発生器、１７
…比較器、１９，２８，３０，３２…レベル伸長
用利得制御部、２１…サンプリング周波数変換
器、２５…予測信号出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ アナログ信号をデイジタル変調してデイジタ
ル変調波を得るAD変換器の出力側に設けられた
第１の可変利得器と、該第１の可変利得器の出力
側（又は入力側）より取り出した時刻nTにおけ
るデイジタル変調波のアナログ換算レベルをｙo
（ただし、Ｔはデイジタル変調波のサンプリング
周期）、重み付けのための係数をａiとし、Ｌ／Ｍ
倍にサンプリング周波数を上げるためのサンプリ
ング周波数変換器内の補間器の出力信号のアナロ
グ換算レベルをＶ(oL/M)+kとしたとき、 【表】 （ただし、Ｌ，Ｍ，Ｎは任意の自然数、ａO〜
ａNはＯ又は任意の数、Ｌ＞Ｍ） なる式を満足するアナログ換算レベルＺ(oL/M)+
ｉをもつ予測信号を生成し、可変基準レベル発生
器よりの基準レベルと上記予測信号のアナログ換
算レベルＺ(oL/M)+iとを夫々比較して得た制御
信号により該第１の可変利得器をしてその入力デ
イジタル変調波のアナログ換算レベルを所定レベ
ル範囲内においてレベル圧縮させる第１の利得制
御部と、該第１の利得制御部より取り出されたデ
イジタル変調波が伝送路を通して供給されそのア
ナログ換算レベルを制御信号に応じて可変する第
２の可変利得器と、該第２の可変利得器の入力側
（又は出力側）より取り出したデイジタル変調波
に対し該第１の利得制御部とは逆の動作を行なつ
て該第２の可変利得器をしてその入力デイジタル
変調波のアナログ換算レベルを所定レベル範囲に
おいて上記レベル圧縮分だけレベル伸長させる第
２の利得制御部と、該第２の可変利得器の出力デ
イジタル変調波を原アナログ信号に復調する回路
とより構成したことを特徴とするデイジタル変調
波の圧縮伸長方式。 ２ アナログ信号をデイジタル変調してデイジタ
ル変調波を得るAD変換器の入力側に設けられた
第１の可変利得器と、該第１の可変利得器の出力
側（又は入力側）より取り出した時刻nTにおけ
る標本化信号レベルをｙo（ただし、Ｔはデイジ
タル変調波のサンプリング周期）、重み付けのた
めの係数をａiとし、Ｌ／Ｍ倍にサンプリング周
波数を上げるためのサンプリング周波数変換器内
の補間器の出力信号のレベルをＶ(oL/M)+kとし
たとき、 【表】 （ただし、Ｌ，Ｍ，Ｎは任意の自然数、ａO〜
ａNはＯ又は任意の数、Ｌ＞Ｍ） なる式を満足するレベルＺ(oL/M)+iをもつ予測
信号を生成し、可変基準レベル発生器よりの基準
レベルと上記予測信号レベルＺ(oL/M)+iとを
夫々比較して得た制御信号により該第１の可変利
得器をしてその入力デイジタル変調波のアナログ
変調信号レベルを所定レベル範囲内においてレベ
ル圧縮させる第１の利得制御部と、該第１の利得
制御部より取り出されたデイジタル変調波が伝送
路及びDA変換器を順次通して供給されその信号
レベルを制御信号に応じて可変する第２の可変利
得器と、該第２の可変利得器の入力側（又は出力
側）より取り出したアナログ信号に対し該第１の
利得制御部とは逆の動作を行なつて該第２の可変
利得器をしてその入力アナログ信号のレベルを所
定レベル範囲において上記レベル圧縮分だけレベ
ル伸長させる第２の利得制御部と、該第２の可変
利得器の出力信号を原アナログ信号に復調する回
路とより構成したことを特徴とするデイジタル変
調波の圧縮伸長方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10005580A JPS5725740A (en) | 1980-07-22 | 1980-07-22 | Compressing and expanding system of digital modulated wave |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10005580A JPS5725740A (en) | 1980-07-22 | 1980-07-22 | Compressing and expanding system of digital modulated wave |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5725740A JPS5725740A (en) | 1982-02-10 |
| JPS6149860B2 true JPS6149860B2 (ja) | 1986-10-31 |
Family
ID=14263793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10005580A Granted JPS5725740A (en) | 1980-07-22 | 1980-07-22 | Compressing and expanding system of digital modulated wave |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5725740A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3313119A1 (de) * | 1983-04-12 | 1984-10-18 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren zur digitalen tonuebertragung |
| JPS59196768U (ja) * | 1983-06-15 | 1984-12-27 | 三菱重工業株式会社 | マンホ−ル蓋装置 |
-
1980
- 1980-07-22 JP JP10005580A patent/JPS5725740A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5725740A (en) | 1982-02-10 |
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