JPS6192042A - 二線式双方向中継装置 - Google Patents
二線式双方向中継装置Info
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- JPS6192042A JPS6192042A JP21305084A JP21305084A JPS6192042A JP S6192042 A JPS6192042 A JP S6192042A JP 21305084 A JP21305084 A JP 21305084A JP 21305084 A JP21305084 A JP 21305084A JP S6192042 A JPS6192042 A JP S6192042A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/235—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers combined with adaptive equaliser
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/36—Repeater circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、エコーキャンセラ回路を含む二線式双方向中
継装置に関する。特に、簡易な構成で良好な通信品質特
性を得ることができ、しかも安定な動作が可能な二線式
双方向中継装置に関する。
継装置に関する。特に、簡易な構成で良好な通信品質特
性を得ることができ、しかも安定な動作が可能な二線式
双方向中継装置に関する。
第３図は、従来例の二線式双方向中継装置を示すブロッ
ク構成図であり、着信転送用中継装置等に用いられてい
る。
ク構成図であり、着信転送用中継装置等に用いられてい
る。
電話機１１．２１、伝送路ａ、 、ａｔ 、二線四線変
換回路１２．２２、二線四線変換回路の四線側送信路ｂ
ｌ、ｂｔ、二線四線変換回路の四線側受信路Ｃ３ｃｚ、
二線四線変換回路の四線側受信路から四線側送信路への
廻り込み信号（エコー）を除去するエコーキャンセラ回
路１３．２３、可変利得増幅器１４．２４、レベル検出
回路１５．２５、可変利得増幅器の利得を設定する線路
ｄ１、ｄ２、伝送路ａ、 、ａｚの回線損失を補償する
自動利得制御回路３０により構成される。
換回路１２．２２、二線四線変換回路の四線側送信路ｂ
ｌ、ｂｔ、二線四線変換回路の四線側受信路Ｃ３ｃｚ、
二線四線変換回路の四線側受信路から四線側送信路への
廻り込み信号（エコー）を除去するエコーキャンセラ回
路１３．２３、可変利得増幅器１４．２４、レベル検出
回路１５．２５、可変利得増幅器の利得を設定する線路
ｄ１、ｄ２、伝送路ａ、 、ａｚの回線損失を補償する
自動利得制御回路３０により構成される。
この従来の二線式双方向中継装置の動作は、説明を簡単
にするために、エコーキャンセラ回路１３．２３は既に
公知の方法で共に定常状態にあり十分なエコー消去量が
とれているものとする。電話機１１からＸ （ｄＢ）の
レベルで送出された音声信号は、伝送路ａ、でＬ （ｄ
Ｂ）の回線損失を受け、可変利得増幅器１４の入力とし
てＸ−Ｌ（ｔｆＢ）のレベルで受信される。ただし、こ
の説明では二線四線変換回路１２の変換損失分は固定増
幅器で補償されているか、もしくは上記の回線損失Ｌ
（ｄＢ）の中に含めるものとする。
にするために、エコーキャンセラ回路１３．２３は既に
公知の方法で共に定常状態にあり十分なエコー消去量が
とれているものとする。電話機１１からＸ （ｄＢ）の
レベルで送出された音声信号は、伝送路ａ、でＬ （ｄ
Ｂ）の回線損失を受け、可変利得増幅器１４の入力とし
てＸ−Ｌ（ｔｆＢ）のレベルで受信される。ただし、こ
の説明では二線四線変換回路１２の変換損失分は固定増
幅器で補償されているか、もしくは上記の回線損失Ｌ
（ｄＢ）の中に含めるものとする。
さて、二線四線変換回路１２からその四線側送信路ｂ１
に送出された上記受信信号は、レベル検出回路１５で検
出されてＸ−Ｌ（ｄＢ）のレベルであることを自動利得
制御回路３０に知らせる。基準出力レベルＸ０と受信レ
ベルＸ−Ｌとの差ｇは、ｇ＝Ｘｏ （Ｘ Ｌ） となり、自動利得制御回路３０では、この差ｇを電話機
１１から電話機２１に送信される信号の不足音量として
記憶する。
に送出された上記受信信号は、レベル検出回路１５で検
出されてＸ−Ｌ（ｄＢ）のレベルであることを自動利得
制御回路３０に知らせる。基準出力レベルＸ０と受信レ
ベルＸ−Ｌとの差ｇは、ｇ＝Ｘｏ （Ｘ Ｌ） となり、自動利得制御回路３０では、この差ｇを電話機
１１から電話機２１に送信される信号の不足音量として
記憶する。
一方、電話機２１から送信される信号レベルＸ′につい
ても同様に、電話機２１から電話機１１へ送信される信
号の不足音量ｇ′は、 ｇ’ ＝Ｘｏ −（Ｘ’ −Ｌ’ ） となる。ただし、Ｌ′は伝送路ａ２の回線損失である。
ても同様に、電話機２１から電話機１１へ送信される信
号の不足音量ｇ′は、 ｇ’ ＝Ｘｏ −（Ｘ’ −Ｌ’ ） となる。ただし、Ｌ′は伝送路ａ２の回線損失である。
さて、自動利得制御回路３０は不足音量ｇおよびｇ′か
ら、可変利得増幅器１４．２４の利得Ｇを不足音量ｇま
たはｇ′の小さい方の値に基づいて決定するものとする
。すなわち、 Ｇ＝ｍｉｎ（ｇ、 ｇ’ ） となる。従って、この装置の両側の回線損失が等しい場
合には、可変利得増幅器１４．２４での回線損失補償骨
も共に等しくなり、両方向の動作および通話特性も等し
くなる。
ら、可変利得増幅器１４．２４の利得Ｇを不足音量ｇま
たはｇ′の小さい方の値に基づいて決定するものとする
。すなわち、 Ｇ＝ｍｉｎ（ｇ、 ｇ’ ） となる。従って、この装置の両側の回線損失が等しい場
合には、可変利得増幅器１４．２４での回線損失補償骨
も共に等しくなり、両方向の動作および通話特性も等し
くなる。
ところが、このような従来の二線式双方向中継装置では
、この装置両側の回線損失が異なる場合には、電話機１
１．２１の受信レベルが不足音量の小さい方に基づいて
決められるとすると、回８８ ＦＪ失のアンバランスが
大きいほどその不足音■の大きい方の利得が得られなく
なる。また、自動利得制御回路３０を動作させるための
レベル検出回路１５．２５０入カレベル差が大きくなる
ために、音声検出。
、この装置両側の回線損失が異なる場合には、電話機１
１．２１の受信レベルが不足音量の小さい方に基づいて
決められるとすると、回８８ ＦＪ失のアンバランスが
大きいほどその不足音■の大きい方の利得が得られなく
なる。また、自動利得制御回路３０を動作させるための
レベル検出回路１５．２５０入カレベル差が大きくなる
ために、音声検出。
レベル闇値を高く設定すると、一方が回線損失大のとき
の受信レベルを正しく観測することができない、あるい
は、これを低く設定すると回線損失が低い回線側の信号
以外の背景雑音による誤動作を生ずる等の問題点があっ
た。
の受信レベルを正しく観測することができない、あるい
は、これを低く設定すると回線損失が低い回線側の信号
以外の背景雑音による誤動作を生ずる等の問題点があっ
た。
したがって、回線損失がアンバランスのときには、両側
の通話者の発声によるレベル検出回路１５．２５の動作
点が等制約に異なることになり、結果的には通話品質も
均等ではなくなり一方の品質が劣化する等の欠点があっ
た。
の通話者の発声によるレベル検出回路１５．２５の動作
点が等制約に異なることになり、結果的には通話品質も
均等ではなくなり一方の品質が劣化する等の欠点があっ
た。
ところで、自動利得制御回路３０の利得の決定法として
、上記とは逆の二つの線路のレベル差の大きい方に利得
を合わせる場合には、すなわち、Ｇ＝ｍａｘ（ｇ、
ｇ’ ） のように制御すると、受信レベルの低い方が救済される
ことになるが、一方で受信レベルの高い方は、より大き
な利得を与えられるために中継装置出力点で飽和してし
まうことになり、逆に特性劣化をきたすなどの問題点が
あった。
、上記とは逆の二つの線路のレベル差の大きい方に利得
を合わせる場合には、すなわち、Ｇ＝ｍａｘ（ｇ、
ｇ’ ） のように制御すると、受信レベルの低い方が救済される
ことになるが、一方で受信レベルの高い方は、より大き
な利得を与えられるために中継装置出力点で飽和してし
まうことになり、逆に特性劣化をきたすなどの問題点が
あった。
本発明は、このような従来の問題点に着目してなされた
もので、簡易な構成で良好な通話品質を得ると共に安定
動作の可能な二線式双方向中継装置を提供することを目
的とする。
もので、簡易な構成で良好な通話品質を得ると共に安定
動作の可能な二線式双方向中継装置を提供することを目
的とする。
本発明は、二線式双方向中継装置の両側に接続された伝
送路の回線損失のアンバランスを補正し、自動利得制御
回路に等しい受信レベルの信号が入力して動作させる可
変利得減衰器または可変利得増幅器を備えたことを特徴
とする。
送路の回線損失のアンバランスを補正し、自動利得制御
回路に等しい受信レベルの信号が入力して動作させる可
変利得減衰器または可変利得増幅器を備えたことを特徴
とする。
すなわち、双方向の二線の伝送路にそれぞれ接続される
ニワの端子と、この端子の信号を四線に変換する二つの
二線四線変換回路と、この二つの二線四線変換回路にそ
れぞれ接続され、その四線受信側より四線送信側への反
響信号を消去する二つのエコーキャンセラ回路と、この
二つのエコーキャンセラ回路の出力端子に接続され、上
記伝送路の回線損失分を補償する二つの可変利得増幅器
と、上記二つのエコーキャンセラ回路の出力を分岐して
その出力信号レベルをそれぞれ検出する二つのレベル検
出回路と、この二つのレベル検出回路の検出出力および
上記二つの可変利得増幅器の出力を入力とし、上記可変
利得増幅器の利得を所要の値に制御する自動利得制御回
路とを備えた二線式双方向中継装置において、上記二つ
の二線四線変換回路の四線出力端と、上記二つの可変利
得増幅器の入力端との間に接続される二つの可変利得減
衰器を備え、この二つの可変利得減衰器は、上記自動利
得制御回路の出力を入力とし、上記二つのレベル検出回
路の信号検出レベルが実質的に等しくなるようにその減
衰量を可変する手段を含むことを特徴とする。
ニワの端子と、この端子の信号を四線に変換する二つの
二線四線変換回路と、この二つの二線四線変換回路にそ
れぞれ接続され、その四線受信側より四線送信側への反
響信号を消去する二つのエコーキャンセラ回路と、この
二つのエコーキャンセラ回路の出力端子に接続され、上
記伝送路の回線損失分を補償する二つの可変利得増幅器
と、上記二つのエコーキャンセラ回路の出力を分岐して
その出力信号レベルをそれぞれ検出する二つのレベル検
出回路と、この二つのレベル検出回路の検出出力および
上記二つの可変利得増幅器の出力を入力とし、上記可変
利得増幅器の利得を所要の値に制御する自動利得制御回
路とを備えた二線式双方向中継装置において、上記二つ
の二線四線変換回路の四線出力端と、上記二つの可変利
得増幅器の入力端との間に接続される二つの可変利得減
衰器を備え、この二つの可変利得減衰器は、上記自動利
得制御回路の出力を入力とし、上記二つのレベル検出回
路の信号検出レベルが実質的に等しくなるようにその減
衰量を可変する手段を含むことを特徴とする。
あるいは、上記二つの二線四線変換回路の四線出力端と
、上記、二つの可変利得増幅器の入力端との間に接続さ
れる二つの可変利得増幅器を備え、この二つの可変利得
増幅器は、上記自動利得制御回路の出力を入力とし、上
記二つのレベル検出回路の信号検出レベルが実質的に等
しくなるようにその利得を可変する手段を含むことを特
徴とする。
、上記、二つの可変利得増幅器の入力端との間に接続さ
れる二つの可変利得増幅器を備え、この二つの可変利得
増幅器は、上記自動利得制御回路の出力を入力とし、上
記二つのレベル検出回路の信号検出レベルが実質的に等
しくなるようにその利得を可変する手段を含むことを特
徴とする。
本発明は、回線損失のアンバランスにより自動利得制御
回路に入力する受信レベルが不一致になる場合に、二線
四線変換回路の四線・側送信路上に゛挿入された可変利
得減衰器、または可変利得増幅器の利得を自動利得制御
回路が制御することにより、この中継装置に接続された
双方向の回線損失が等しくなったことと等価になる。し
たがって、自動利得制御回路の二つの受信レベルが等し
くなり動作が安定化する。
回路に入力する受信レベルが不一致になる場合に、二線
四線変換回路の四線・側送信路上に゛挿入された可変利
得減衰器、または可変利得増幅器の利得を自動利得制御
回路が制御することにより、この中継装置に接続された
双方向の回線損失が等しくなったことと等価になる。し
たがって、自動利得制御回路の二つの受信レベルが等し
くなり動作が安定化する。
また、自動利得制御回路の制御により回線損失分を補償
する二つの可変利得増幅器は、等しいレベルの信号を増
幅するので高い中継品質を確保することができる。
する二つの可変利得増幅器は、等しいレベルの信号を増
幅するので高い中継品質を確保することができる。
以下、本発明の実施例方式を図面に基づいて説明する。
第１図は、本発明第一の発明の一実施例を示すブロック
構成図である。第１図において、電話機１１．２１は伝
送路ａｌ 、ａｇを介して二線式双方向中継装置の入出
力端子１０．２０に接続され、この入出力端子１０．２
０には二線四線変換回路１２．２２の二線側が接続され
る。二線四線変換回路１２．２２の四線側出力は四線側
送信路ｂ１、ｂ２に導かれ、エコーキャンセラ回路１３
．２３のＳｉｎ端子に入力し、さらに５ｏｕｔ端子から
出力されて、可変利得増幅器１４．２４およびレベル検
出回路１５．２５の入力に接続される。可変利得増幅器
１４．２４の出力は、二線四線変換回路１２．２２の四
線側受信路Ｃ１、Ｃｇに導かれ、エコーキャンセラ回路
１３．２３のＲ１ｎ０ｉ子および二線四線変換回路１２
．２２の四線側入力に接続される。自動利得制御回路３
０は、可変利得増幅器１４．２４の出力およびレベル検
出回路１５．２５の出力に接続され、可変利得増幅器１
４．２４の利得を設定する信号出力を線路ｄ、 、ｄ２
を介して接続する。
構成図である。第１図において、電話機１１．２１は伝
送路ａｌ 、ａｇを介して二線式双方向中継装置の入出
力端子１０．２０に接続され、この入出力端子１０．２
０には二線四線変換回路１２．２２の二線側が接続され
る。二線四線変換回路１２．２２の四線側出力は四線側
送信路ｂ１、ｂ２に導かれ、エコーキャンセラ回路１３
．２３のＳｉｎ端子に入力し、さらに５ｏｕｔ端子から
出力されて、可変利得増幅器１４．２４およびレベル検
出回路１５．２５の入力に接続される。可変利得増幅器
１４．２４の出力は、二線四線変換回路１２．２２の四
線側受信路Ｃ１、Ｃｇに導かれ、エコーキャンセラ回路
１３．２３のＲ１ｎ０ｉ子および二線四線変換回路１２
．２２の四線側入力に接続される。自動利得制御回路３
０は、可変利得増幅器１４．２４の出力およびレベル検
出回路１５．２５の出力に接続され、可変利得増幅器１
４．２４の利得を設定する信号出力を線路ｄ、 、ｄ２
を介して接続する。
ここで、本発明の特徴とするところは、二線四線変換回
路１２．２２の四線側送信路す、 、ｂｚ上の二線四線
変換回路１２．２２とエコーキャンセラ回路１３．２３
との間に、自動利得制御回路３０の出力により制御され
る可変利得減衰器１７．２７を接続するところにある。
路１２．２２の四線側送信路す、 、ｂｚ上の二線四線
変換回路１２．２２とエコーキャンセラ回路１３．２３
との間に、自動利得制御回路３０の出力により制御され
る可変利得減衰器１７．２７を接続するところにある。
この装置では、二線四線変換回路１２．２２の四線側送
信路す、 、ｂ２の部分にアナログ・ディンタル変換回
路を、また四線側受信路ｃ、、Ｃｍの部分にディジタル
・アナログ変換回路を挿入して二線四線変換回路１２．
２２以外の部分は、ディジタル回路で構成されているが
、ここではその詳細は省略しである。
信路す、 、ｂ２の部分にアナログ・ディンタル変換回
路を、また四線側受信路ｃ、、Ｃｍの部分にディジタル
・アナログ変換回路を挿入して二線四線変換回路１２．
２２以外の部分は、ディジタル回路で構成されているが
、ここではその詳細は省略しである。
本発明二線式双方向中継装置の自動利得制御回路３０の
動作について以下詳細に説明する。エコーキャンセラ回
路１３．２３は既に定常状態にあり、十分なエコー消去
量がとれているものとする。また、可変利得減衰器１７
．２７の減衰量は初めＯＣｄＢ）に設定されている。
動作について以下詳細に説明する。エコーキャンセラ回
路１３．２３は既に定常状態にあり、十分なエコー消去
量がとれているものとする。また、可変利得減衰器１７
．２７の減衰量は初めＯＣｄＢ）に設定されている。
電話機１１．２１から送出された音声信号は、伝送路ａ
、、ａｚで回線損失を受ける。その受信レベルがレベル
検出回路１５．２５で観測され、自動利得制御回路３０
によりそれぞれの不足音量ｇ、ｇ’を決定する。これに
より、可変利得増幅器１４．２４の利得を二つのうち大
きい方に合わせる。すなわち、Ｇ”ｍａｘ（ｇ＋ ｇ
’ ） とするとともに、可変利得減衰器１７．２７のうち、不
足音量が小さい方の四線側送信路す、またはｂ２上にあ
る可変利得減衰器１７または２７に不足音量の差Δ、す
なわち、 Δ＝ｇ〜ｇ′ と同じ量の減衰を与える。
、、ａｚで回線損失を受ける。その受信レベルがレベル
検出回路１５．２５で観測され、自動利得制御回路３０
によりそれぞれの不足音量ｇ、ｇ’を決定する。これに
より、可変利得増幅器１４．２４の利得を二つのうち大
きい方に合わせる。すなわち、Ｇ”ｍａｘ（ｇ＋ ｇ
’ ） とするとともに、可変利得減衰器１７．２７のうち、不
足音量が小さい方の四線側送信路す、またはｂ２上にあ
る可変利得減衰器１７または２７に不足音量の差Δ、す
なわち、 Δ＝ｇ〜ｇ′ と同じ量の減衰を与える。
このような構造になっているので、自動利得制御回路３
００Å力受信レベルが回線損失のバランス、アンバラン
スに関係なく均一レベルとすることができ、自動利得制
御回路３０の動作が安定化する。
００Å力受信レベルが回線損失のバランス、アンバラン
スに関係なく均一レベルとすることができ、自動利得制
御回路３０の動作が安定化する。
この可変利得減衰器１７．２７は、本実施例では、二線
四線変換回路１２．２２とエコーキャンセラ回路１３．
２３との間に挿入したが、その機能上エコーキャンセラ
回路１３．２３の入力側または出力側のどちらに接続し
ても本発明を実施することができる。
四線変換回路１２．２２とエコーキャンセラ回路１３．
２３との間に挿入したが、その機能上エコーキャンセラ
回路１３．２３の入力側または出力側のどちらに接続し
ても本発明を実施することができる。
しかし、エコーキャンセラ回路１３．２３のグイナミソ
クレンジおよびエコー消去特性を配慮すると、その入力
側に接続することが好ましい。
クレンジおよびエコー消去特性を配慮すると、その入力
側に接続することが好ましい。
第２図は、本発明第二の発明の一実施例を示すブロック
構成図である。本発明の特徴は、二線四線変換回路１２
．２２の四線側送信路す、 、ｂ、上のエコーキャンセ
ラ回路１３．２３の出力側に、自動利得制御回路３０の
出力により制御される可変利得増幅器１８．２８を接続
するところにある。
構成図である。本発明の特徴は、二線四線変換回路１２
．２２の四線側送信路す、 、ｂ、上のエコーキャンセ
ラ回路１３．２３の出力側に、自動利得制御回路３０の
出力により制御される可変利得増幅器１８．２８を接続
するところにある。
可変利得増幅器１８．２８の利得は、上記の不足音量の
小さい方の値に合わせる。すなわち、Ｇ＝ｍｉｎ（ｇ＋
ｇ’ ） に設定する。また、可変利得増幅器１８．２８は当初利
得０ （ｄＢ）に設定されており、この可変利得増幅器
１８．２８のうち、不足音量の大きい方の四線側送信路
す、またはｂ２上にある可変利得増幅器１８または２８
に不足音量の差Δ、すなわち、Δ＝ｇ″′ｇ’ と同じ量の利得を与える。
小さい方の値に合わせる。すなわち、Ｇ＝ｍｉｎ（ｇ＋
ｇ’ ） に設定する。また、可変利得増幅器１８．２８は当初利
得０ （ｄＢ）に設定されており、この可変利得増幅器
１８．２８のうち、不足音量の大きい方の四線側送信路
す、またはｂ２上にある可変利得増幅器１８または２８
に不足音量の差Δ、すなわち、Δ＝ｇ″′ｇ’ と同じ量の利得を与える。
この可変利得増幅器１８．２８も同様に、その機能上エ
コーキャンセラ回路１３．２３の入力側または出力側の
どちらに接続しても本発明を実施することができるが、
エコーキャンセラ回路１３．２３のダイナミックレンジ
およびエコー消去特性を配慮すると、その出力側に接続
することが好ましい。
コーキャンセラ回路１３．２３の入力側または出力側の
どちらに接続しても本発明を実施することができるが、
エコーキャンセラ回路１３．２３のダイナミックレンジ
およびエコー消去特性を配慮すると、その出力側に接続
することが好ましい。
本発明は、以上説明したように、二線式双方向中継装置
の両側の回線損失量の一致または不一致にかかわらず、
自動利得制御回路の両者の受信レベルのバランスがとれ
ているために、通話品質の安定向上が図れるとともに、
伝送路の回線損失も完全に補償することができる。これ
により高い中継品質を確保することができる８！些た効
果がある。。
の両側の回線損失量の一致または不一致にかかわらず、
自動利得制御回路の両者の受信レベルのバランスがとれ
ているために、通話品質の安定向上が図れるとともに、
伝送路の回線損失も完全に補償することができる。これ
により高い中継品質を確保することができる８！些た効
果がある。。
第１図は本発明二線式双方向中継装置の第一実施例を示
すブロック構成図。 第２図は本発明二線式双方向中継装置の第二実施例を示
すブロック構成図。 第３図は従来の二線式双方向中継装置の構成を示すブロ
ック構成図。 １０．２０・・・中継装置の入出力端子、１１．２１・
・・電話機、１２．２２・・・二線四線変換回路、１３
．２３・・・エコーキャンセラ回路、１４．２４・・・
可変利得増幅器、１５．２５・・・レベル検出回路、１
７．２７・・・可変利得減衰器、１８．２８・・・可変
利得増幅器、３０・・・自動利得制御回路、ａ １ 、
ａ ｚ・・・伝送路、ｂｌ、ｂ２・・・二線四線変換回
路の四線側送信路、Ｃ１％Ｃ２・・・二線四線変換回路
の四線側受信路、ｄ、、ｄ２・・・可変利得増幅器の利
得を設定する線路。
すブロック構成図。 第２図は本発明二線式双方向中継装置の第二実施例を示
すブロック構成図。 第３図は従来の二線式双方向中継装置の構成を示すブロ
ック構成図。 １０．２０・・・中継装置の入出力端子、１１．２１・
・・電話機、１２．２２・・・二線四線変換回路、１３
．２３・・・エコーキャンセラ回路、１４．２４・・・
可変利得増幅器、１５．２５・・・レベル検出回路、１
７．２７・・・可変利得減衰器、１８．２８・・・可変
利得増幅器、３０・・・自動利得制御回路、ａ １ 、
ａ ｚ・・・伝送路、ｂｌ、ｂ２・・・二線四線変換回
路の四線側送信路、Ｃ１％Ｃ２・・・二線四線変換回路
の四線側受信路、ｄ、、ｄ２・・・可変利得増幅器の利
得を設定する線路。
Claims (2)
- （１）双方向の二線の伝送路にそれぞれ接続される二つ
の端子と、 この端子の信号を四線に変換する二つの二線四線変換回
路と、 この二つの二線四線変換回路にそれぞれ接続され、その
四線受信側より四線送信側への反響信号を消去する二つ
のエコーキャンセラ回路と、この二つのエコーキャンセ
ラ回路の出力端子に接続され、上記伝送路の回線損失分
を補償する二つの可変利得増幅器と、 上記二つのエコーキャンセラ回路の出力を分岐してその
出力信号レベルをそれぞれ検出する二つのレベル検出回
路と、 この二つのレベル検出回路の検出出力および上記二つの
可変利得増幅器の出力を入力とし、上記可変利得増幅器
の利得を所要の値に制御する自動利得制御回路と を備えた二線式双方向中継装置において、 上記二つの二線四線変換回路の四線出力端と、上記二つ
の可変利得増幅器の入力端との間に接続される二つの可
変利得減衰器 を備え、 この二つの可変利得減衰器は、上記自動利得制御回路の
出力を入力とし、上記二つのレベル検出回路の信号検出
レベルが実質的に等しくなるようにその減衰量を可変す
る手段を含む ことを特徴とする二線式双方向中継装置。 - （２）双方向の二線の伝送路にそれぞれ接続される二つ
の端子と、 この端子の信号を四線に変換する二つの二線四線変換回
路と、 この二つの二線四線変換回路に接続され、その四線受信
側より四線送信側への反響信号を消去する二つのエコー
キャンセラ回路と、 この二つのエコーキャンセラ回路の出力端子に接続され
、上記伝送路の回線損失分を補償する二つの可変利得増
幅器と、 上記二つのエコーキャンセラ回路の出力を分岐してその
出力信号レベルをそれぞれ検出する二つのレベル検出回
路と、 この二つのレベル検出回路の検出出力および上記二つの
可変利得増幅器の出力を入力とし、上記可変利得増幅器
の利得を所要の値に制御する自動利得制御回路と を備えた二線式双方向中継装置において、 上記二つの二線四線変換回路の四線出力端と、上記二つ
の可変利得増幅器の入力端との間に接続される二つの可
変利得増幅器 を備え、 この二つの可変利得増幅器は、上記自動利得制御回路の
出力を入力とし、上記二つのレベル検出回路の信号検出
レベルが実質的に等しくなるようにその利得を可変する
手段を含む ことを特徴とする二線式双方向中継装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21305084A JPS6192042A (ja) | 1984-10-11 | 1984-10-11 | 二線式双方向中継装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21305084A JPS6192042A (ja) | 1984-10-11 | 1984-10-11 | 二線式双方向中継装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6192042A true JPS6192042A (ja) | 1986-05-10 |
Family
ID=16632693
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21305084A Pending JPS6192042A (ja) | 1984-10-11 | 1984-10-11 | 二線式双方向中継装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6192042A (ja) |
-
1984
- 1984-10-11 JP JP21305084A patent/JPS6192042A/ja active Pending
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