JPS62110176A - 移動体位置検知方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、誘導無線を使用し、一定の走行路（軌道等）
に沿って移動する移動体（リニアモータカーをはじめ、
各種の交通機関、産業用運搬機関）の位置を移動体上に
おいて周期的且つ連続的に検知する方式に関するもので
ある。

［従来の技術］ 鉄道車輌、各種産業用搬送システ１．または新交通機関
等、一定の走行路に沿って移動する移動体の位置を常時
正確に把握することは、これら移動体の自動運転におい
て最も基本的な要請である。

移動体の走行路起点からの距離を検出する方式としては
、走行路を等しい長さの単位区間に細分化して夫々を番
地化し、移動体が何れの単位区間内に位置するかを検知
する方式（粗な絶対番地方式）と、各単位区間の一端を
起点とする移動体までの距離を連続的に検知する方式（
相対位置検知方式）とを鉗み合わせるものが一般的であ
る。移動体の運転の制御方式は集中制御方式と分散制御
方式に大別され、また、移動体位置検知は、１ｔｔ！Ｌ
基地局において各移動体の位置を検知する地上検知方式
と、各移動体が自己の位置を検知する車−ヒ検知方式に
区別されるが、最近マイクロコンピュータの急速な発展
および普及とともに、各移動体が自己の運転プログラム
に従って自主的に自動運転を行う分散制御方式が次第に
広く用いられる傾向にあり、これと共に移動体位置検知
も車上方式による場合が多くなってきた。

第５図は、一定周聞間隔て配列された単位区間（最下位
番地）の範囲内で移動体位置を移動体１−で検知する方
式として現在提案されているものの一例を示すものであ
る。

ｌａ、ｌｂはそれぞれ導体であり、これら導体は一定周
期Ｐで波形形状に折り曲げられ、かつ長平方向にＰ／３
だけずらして配置することにより誘導無線線路４が形成
される。

２ａ　、２ｂは移動体に塔載されたアンテナ（枠型ルー
プコイル）であり、誘導無線線路４の長平方向にＦ″／
４だけずらし、で配置されている。

３は信号処理回路で、アンテナ２ａ　、２ｂの出力電圧
を処理し、移動体の位置情報を導出する。

５は送信機で、誘導無線線路４の始端に配置され、導体
１ａ、ｌｂに高周波電流を供給する。

６は移動体の走行路であり、これを一定長さ１て細分化
することにより、単位区間Ａ１．Ａ２゜Ａ　・・・に分
けられている。

導体１ａ、Ｉｂの周ｌｌ１ｌ　Ｐと単位区間Ａ、、Ａ２
゜Ａ　・・・の長さ１どの開は、 ｒ（ Ｐ＝２１ の関係となるように設定される。

かかる構成において、アンテナ２ａおよび２ｂの出力電
圧を夫々ＶａおよＵＶｂとすれは、これらの゛電圧と移
動体位１（ｚとの間には次の関係が城り立つ。

Ｖ　ａ　＝　ｋ　ｃｏｓ”ｚ　ｅ−α２−Ｊβｚ＋ｊｕ
ｔ［） ２７Ｔ　　　　　　１　　　　　−α　ｚ　　　　　　
　−ｊ　β　２＋ｊ　ω　會。

Ｖ　ｂ　＝ｋ　ｃｏｓ下（ｚ＋４１１）ｅ　　−Ｏ２７
ｒｔ　　　−ｕｚ　　　−ｊβｚ＋ｊωｔ＝　ｋ　（：
Ｏ８（下ｚ＋、）　ｅ−ｅ・・・（１） ｋは常数、α、βは夫々誘導無線線路の減衰常数および
位相常数である。

ここで、正相電圧Ｖρおよび逆相゛を圧Ｖｎを次式によ
り定義する。

Ｖｐ　＝　Ｖａ　十ｅ　”／２Ｖｂ ■ｎ＝■ａ十ｅＪ１／２Ｖｂ　　　　　・・・（２）（
１）式を（２）式に代入して整理すると次式のようにな
る。

ＶＰ＝ｋ。Ｊ（２１ｒ／Ｐ）ｚ　−αｚ−ｊβｚ＋ｊｃ
ａｔＶ　ｎ　＝　ｋ　ｅ−Ｊ（２π／Ｐ）ｚ　−ｒｘｚ
−ｊβ２＋Ｊ（Ｊｌ・　・　・（３） 両型圧Ｖｐ　、Ｖｎの位相角を夫々ｌＶｐ、／Ｖ１１と
すると、両型圧の位相差φは、次式のよパ）コこ人すこ
とができる。

φ＝ｌｖρ−７Ｖｎ＝４πＺ／Ｐ　　・・・（４）すな
わち、第６図に示すように２が１〕／２増加する毎に位
相差φは２πの直線的増加を示すことになり、位相差φ
の（ｌａの測定を通し−Ｃ移劫体ｆ１′Ｚ：Ｋ　ｚをＰ
／２の範囲内で周ＩＩＩ的かつ連続的に測定することが
可能となる。

この場合、周期Ｐ／２を単位区間長ｌと一致させ、また
、位相差φが２πから０へ移行する点を各単位区間Ａ　
　、Ａ　　、Ａ　　・・・の境界点と一致させることに
より、単位区間の範囲内での位置（相対位置）を知るこ
とができる。

なお、信号処理回路５の内部は具体的には図示されてな
いが、前述の演算は移相器、加算器、１１′１柑比較器
等によりｔＡ成されたアナロク演算回路により容易に実
現できるものである。

また、Ｌ述の方法はアンテナの出力が移動体の沖標２に
ついて純粋に正弦波状であることを前提としているが、
これは、アンテナの寸法、アンテナと誘導無線線路間の
離隔距離を適当に選択することにより、はぼ純粋な正弦
波状の結合分布波形を得ることができる。

さらに、誘導無線線路４を導体１ａと１ｂがＰ／３ずら
せた構造とすることにより、結合分布波形ここ含まれる
第３．９．１５・・・次の空間高調波を打ち消し、これ
による位置検知誤差を消滅させることが可能になる。

［発明が解決しようとする問題点コ しかしながら、上述の位置検知方式によれば、移動体の
相対位置検知の周期がＰ／２であり、このため、誘導無
線線路の導体の布設周期は単位区間長ｌの２倍（Ｐ＝２
１）としなければならない。

このように長大な周期の誘導無線線路の構造を実現する
ことは極めて困難で、導体の布設精度も低下し、ひいて
は移動体位置検知精度が低下するおそれがある。

また、前記の車体位置検知が成功するための前提条件は
誘導無線線路とアンテナ間の結合分布波形を純粋なｉＥ
弦波状とする必要があるが、このためには、アンテナの
寸法（誘導無線線路長手方向長さ）をＰ／７〜Ｐ／３の
範囲に定める必要があり、導体周期の増大に比例してア
ンテナ寸法を増大するため、経済上の不利益を生ずると
ともに、アンテナの移動体への実装の面からも種々の不
ＩＩ益を生ずる。

本発明は上記に基いてなされたもので、移動体位置の検
知周期を誘導無線線路導体周期Ｐに等しくして、誘導無
線線路の製造の容易化、アンテナの小型化を図ることを
目的とするものである。

［問題点を解決するための手段］ 本発明の位置検知方式は、一定の周期Ｐて波形形状に折
り曲げられた往復導体を線路長手方向にＰ／３ずらして
配置してなる誘導無線線路を移動体の走行路に沿って布
設し、これに高周波電流を通電することにより該誘導無
線線路長手方向にｉ［［弦波状に分布する高周波磁界を
形成させ、移動体上に該誘導無線線路の長平方向に配列
された唐数個のアンテナを塔載し、該アンテナにより前
記高周波磁界を受信し、該受信電圧を処理することによ
り移動体の相対位１υを一定周１１１１てもって連続的
に移動体上において検知する方式において、第１周波数
およびこれを２逓倍することにより得られた第２周波数
の高周波電流を重疊して前記誘導無線線路に通電し、移
動体上においては、Ｐ／４の間隔をおいて配置された２
個のアンテナまたはＰ／Ｎの間隔をおいて配置されたＮ
個のアンテナにより前記高周波磁界を受信し、前記各ア
ンテナの受信電圧の第１周波数域分または第２周波数域
分に基いて各アンテナ受信電圧の包絡線の絶対値を求め
、前記各アンテナ受信電圧のうち少なくとも２つの電圧
の第１周波数域分を２逓倍し、その論理和から第２周波
数の基準位相信号を求め、前記各アンテナ受信電圧の第
２周波数域分と前記基準位ｆ目信号との位相を比較する
ことにより、前記各アンテナ受信′賀圧の包絡線の符号
の正負を判別し１、かつ前記各アンテナ受拮電ｊ１の包
絡線の絶対値および符号からこれら＊、汀の１１−相成
分または逆相成分の位相角を算出することを通じて移動
体位置を周ＩＩＩ　Ｐで連続的に検知することを特徴と
するものである。

すなわち、２つのアンテナの受信電圧Ｖａ、Ｖｂの包絡
線の値に基いて正相電圧Ｖｐまたは逆相電圧Ｖｎの位相
角をディジタル的に演算するものである。

アンテナの受信電圧Ｖａ、Ｖｂの正相電圧■［Ｉは、前
述の説明から明らかな通り、次式でもって表される。

ｙｐ＝　ｋ　ｏＪ（２７Ｔ／Ｉ’）２−（１２−Ｊβｚ
＋ｊｃＩＪｔ＝Ｖａ＋ｅ゛ＪＶｂ＝■ａ−ＪＶｂ　・　
・　・（５）Ｖａ　、Ｖｂの包絡線を夫々Ｖａｅ、　Ｖ
ｂｃとすると、（５）式は次式のように表すことができ
る。

Ｖａ＝Ｖａｅ　　ｅ−”β２＋ｊらＪしＶｂ＝Ｖｂｅ　
　Ｈ−”β２　＋ｊ′Ｊｔ　　　　　、　、　−（６）
（１）式および（６）式から、 Ｖａｅ＝ｋｃ　　−”’　　　” −α２　　　　２π　　π Ｖ　ｂｃ＝　ｋ　ｐ　　　　　ｃｏｓ　　（−ｚ＋　−
）　　　　　・嗜・（７）１′２ となる。これらの司は実数（正又は負のｅｎ＞−ｃある
。

Ｖｐを定常態電気量を表す複素ヘクトルｖ　　、！−荀
ｊ 用型に分離して、 Ｖｐ＝ｖ　　ｅ’β２　＋、ｌ（Ｊ　ｔ　　　　　　、
　、　、　（８）と表すことができる。

（５）式、（７）式および（８）式から、ｖ＝ｋｅ−α
２Ｊ（２π／　Ｐ）Ｚ ＝　　Ｖａｅ　−ｊ　　Ｖｂｅ　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　番　　・　　拳　（９）が得ら
れる。従って、 ｌｖ　　＝　（２π／Ｐ）　ｚ＝−ｊａｎ−’（””）
ｐ　　　　　　　　　　　　　　　Ｖａｅ・・・（１０
） が得られる。これより、ｖ　ａｅ、　ｖ　ｂｅの大きさ
および符号（正か負か）を知ることができればｌｖ。

の値を知ることができる。この場合、２がＰの増の値を
通じて移動体位置２を周期Ｐて連続的に検知することが
可能となる。

ところで、通常移動体りでは包絡線Ｖ　ａｅ、　Ｖ　ｂ
ｒの振幅を知ることは極めて容易であるが、これらの符
号判別の根拠とな、る基準位相信号がないため、これら
の量の正負の判別は不可能である。

そこで、本発明では、地上送信機から誘４東線線路への
送信周波数を第１および第２の２周波とし、これら２周
波のうち第２周波数は第１周波数を２逓倍したものを使
用し、移動体上のアンテナでこれらを選択的に受信し、
さらに第１周波数を２遍倍してこれを基準（き”Ｉ相１
５号として第２周波数て検出された受信電圧の包絡線の
正負を判別するようにしている。

２つのアンテナにおけろ受ｆＬ！ｉ圧Ｖａ　、Ｖｂの第
１周波数ω　の成分を夫々Ｖａ（ωｌ）、　ｖｂ（ω１
）て表すと、 Ｖａ（ｕ　）＝ｋ　　ｃｏｓ”ｚ　ｅ−α１２−　Ｊβ
Ｉ　２　＋　３　ｔ−＞　ｔ　ｔｌ１Ｐ Ｖ　ｂ（ω　）＝　ｋ　　　ｃｏｓ”　（２＋上Ｐ）ｅ
−’１２−ｊβ　ｚ＋ｊｕ、ｔｌ　　　１　　　β４　
　　　　　　’・・・（１１） の関係が得られる。

第２周波数ω２成分にっても同様に、 ２π　　−αｚ−ｊβ２＋Ｊω２１ Ｖａ（ω）＝　ｋ　　　ｃｏｓ−ｚ　　ｅ　　　２　　
　２２Ｐ Ｖｂ（ω）＝ｋ　　ｃｏｓ”（ｚ＋ＩＰ）ｅ−’２２−
’β２ｚ＋ｊｃａ２ｔ２　　　２　　　　Ｐ　　　４ ・　・　・（１２） の関係がｊｌ）られる。ここて、１（、（ｌ、βに１Ｉ
ｆ１された添字１および２は夫々周波数ω　およびω２
に関する量であることを意味する。

Ｖａ（ｃ、Ｊ）＝Ｖａｅ　（（ＪＪ　）ｅ−ｊβ、ｚ＋
ｊｃ、＞、ｔｌ１ Ｖｈ（ｂ、＋　）＝Ｖｂｅ　（ｔ、ｔ　）ｅ−’β１ｚ
　＋　Ｊ　ｂｒ　ＩＬ・・・（１３） と吉き改め、Ｖａｅ　（ｕ　　）、　Ｖｂｅ　（＋、＋
、）を包絡線と呼ぶことにすると、 Ｖａｅ（ｔ、＞　　）＝＝ｋ　　　ｅ　　　ｌ　　　Ｃ
Ｏ３”２ＩＩ　　　　　　　　Ｐ ２π　π Ｖ　　ｂｅ　　（（Ｊ　　　）：　　ｋ　　　　ｅ　　
　　Ｉ　　　　ｃｏｓ　　（−ｙｚ＋−２）・・・（１
４） となる。

これらの量は実数（１叉は負の量）であると共にその絶
対（直は夫々〜’ａ（ω　）、Ｖｂ（ω１）の振幅を表
ず・また・Ｖａｅ（ωｌ）、〜’ｈｔ・（ω１）の正負
は夫々ｃｏｓ　（２π／Ｐ）２、ｒｏｓ［（２ｎ　／Ｉ
υ２＋（π／２）コのそれと一致する。

一方、Ｖａ（ω）、Ｖｈ（ω１）の位相角瞬時（【αを
夫々ｌ　Ｖ　ａ　（ω）　、ｌＶ　ｂ　（ｒ、ｒ　＋　
）とすると、これらは（１３）式から次のように書くこ
とができる。

ＺＶａ（ω）＝−β１２　＋　＋、＞　＋ｔ（Ｖ　ａｅ
　（ω＋）＞　Ｏ）＝π−β、２＋　ω、ｔ　（Ｖａｅ
　（ωｌ）＜　０　）／Ｖｂ（ω１）＝−βＩ　２　＋
ｕ　１ｔ　　　（Ｖ　ｂ　ｅ　（ω１）　＞　０　）＝
π−β＋　２　＋　ｔｔ＋已（Ｖ　ｂｅ　（ωｌ）　＜
　Ｏ）・・・（１５） 更に、Ｖａ（ω）、Ｖｂ（ω１）を２遍倍したものを夫
々Ｖａｗ（ω）、Ｖｂｗ（ω１）とし、またその位相角
瞬時値を夫々ＺＶａｗ（ω）、ｌｖｂν（ω１）とする
と、これらはＶａｗ（ω）、＼／ｂｗ（ωｌ）の正負の
如何にかかわらず、次のように書くことができる。

ｌＶａｗ　（（Ｊ　）＝ｌＶｂｗ　（ω）＝−２βｚ　
＋　２　ωＩ　ｔｌ　　　　　　　１　　　　１ ・・・（１６） また、Ｖａ（ω）、Ｖｌｌ（ω２）の位相角瞬時値を夫
々ＺＶａ（ω２）、ｚ〜’　ｌ＋　（ω２　）て°人ず
と、１ｖａ（ω２）＝−β２ｚ＋　ｂ＞　２ｔ、　　（
Ｖ　ａｅ　（（、ｌ　、、）＞　０　）＝π−β２ｚ＋
　ｂ＞２ｔ　（Ｖａｅ　（ｕ２）＜　Ｏ）ｌ　Ｖ　ｂ（
（Ｊ　）＝／−１２＋　ωＩ　　（Ｖ　ｂｅ　（ｕ　２
）＞　（−）　）＝π−β　ｚ　＋　（Ｊ　　！、　（
Ｖ　ｂｅ　（Ｕ　２）　＜　０　）・　・　・（１７） となる。

ｌ　Ｖ　ａ　（ｕ　２　）と“ハａｗ　（ω１）の位相
差をΔφａとすると、 ｃ：ｏｓ　（２７［／Ｐ）２＞　Ｏ（Ｖａｅ　（（Ｊ　
、）、　　Ｖａｅ　（（、Ｊ２）が共にｉＥ）の場合は
、（１６）式および（１７）式から、Δφａ　＝　ｌ　
Ｖａ（ω２）　−ｌ　Ｖａｗ　（ＴＪＪ　、）＝Ｃ−７
ｒ２ｚ　＋ω２ｔ）　−（−２β１ｚ　”　２　ω１ｔ
　）＝、（２β１−Ｃ２）２＝δ　　　　・・・（１８
）となる。ここで、δは、 δ＝（２β１−Ｃ２）２　　　　　　　　　・・・（１
９）により定義される量である。また、 ＣＯＳ　（２７＋／Ｐ）２＜　０　（Ｖａｅ　（（Ａ）
、）、　　Ｖａｅ　（ω２）か共に負）の場合も同様に
して、 Δφａ　＝　ｌ　Ｖａ（ω２）　−１Ｖａｗ　（（Ｊ　
、）＝（π　−β２２＋ω２ｔ）−（−２β１２＋２の
已）＝π　−（２β−／Ｉ）ｚ＝π−δ　・　・　・（
２０）が得られる。

誘導無線の周波数帯域（５０〜２ｏｏｋＨｚ）では、誘
導無線線路の位相常数は銘々周波数に比例するため、δ
の１１ｒ！は多くの場合極めて小さい。いま、部用のた
めにこの屯を無視すると、（１８）弐才５よひ（２０）
式は、夫々 Δφ　＝０　　（ｃｏｓ（２π／Ｐ）ｚ＞　Ｏ）＝π（
Ｃ０８（２π／Ｐ）ｚ＜Ｏ）・・・（２１）となること
が明らかである。

このように、Δφ　の位相が０かπかを判別することに
より、ｃｏｓ　（２π／Ｐ）ｚの正負を（換言ずれはＶ
ａｅ（ω）およびＶａｅ（ω２）の正負を）容易に判別
することができる。

誘導無線線路長が極めて長く、δの影響を必ずしも無視
できない場合については次の通りである。

誘導無線線路の全長をＬとすると、１δ１が最大となる
のはｚ＝Ｌのときてあり、この値を１δＩ　ｍａｘで表
すと、 Ｉδ＋ｍａｘ＝（２βｌ−Ｃ２）Ｌ　　　　　−−−（
２２）となる。

（Ｉ８）式、（２０）式および（２２）式から、ｃｏｓ
　（２π／Ｐ）ｚ＞　０　（Ｖａｅ　（＋、＋　　）、
　Ｖａｅ　（ω２）が共に正）の場合は、 −Ｉδ１ｍａｘ＜Δφ　〈＋１δ１ｆｆｌａｘ・・・（
２３）ｃｏｓ　（２ｍ／Ｐ）ｚ＜　０　　（Ｖａｅ　（
１，Ｊ　　）、　　Ｖａｅ　（ω２）が共乙こｂ）の場
合には、 π−１δ１ｍａｘ＜Δφ　〈π＋１δ１ｍａｘ・・・（
２４） となる。

１５１ｍａχの値は比較的小さいため、１　＆　１ｍａ
ｘ　＝ｒｔ／２ とすれば、全ての場合に対処することができる。

この値を用いると、 ｃｏｓ　（２７ｒ／Ｐ）ｚ＞０　（Ｖａｅ　（（Ｊ　　
）、　　Ｖａｅ　（ｕ２）が共に正）の場合は、 −（π／２）〈Δφ　くπ／２　　　・・・（２５）ル ｃｏｓ　（２ＴＬ／Ｐ）ｚ＜　Ｏ（Ｖａｅ　（＋Ｊ　　
）、　Ｖａｅ　（ｂ＞２）が共に負）の場合には、 ７Ｔ　／　２　＜Δφ　く：３π／２　　　　　　・・
・（２Ｇ）となる。

換言すれば、Δφ　の値が（２５）式およＵ（２Ｂ）式
のいずれの範囲に含まれるかを判断することによって、
包絡線Ｖａｅ（ω）およびＶａｅ（ω２）の正負（符号
）を知ることができる。

また、包絡線Ｖｂｅ（ｃ、」）およびＶ　ｂｅ　（（Ｊ
　２）の正負（符号）も同様にして知ることができる。

このようにして、各アンテナの受１８電圧の包絡線の絶
対値および符号を知ることができれば、または、 から移動体位置Ｚを周期Ｐてもって連続的に検知するこ
とができる。

［実施例］ 以下、第１図〜第４図を参照しながら本発明の一実施例
について詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例の全体説明図である。

なお、第５図と同一呼称、同一機能部分は同一・符号を
付しである。

７は、アンテナ２ａ　、２ｂの出力（夫々Ｖａ、Ｖｂ）
に処理を施し、移動体位ａＺをディジタル演算により算
出する信号処理回路で、その内部構成は第３図に示しで
ある。

８は周波数ω１の連続正弦波を出力する信号発生器、９
は周波数ωｌの信号を２逓倍し、周波数ω２　（ω２＝
ω１×２）の連続上弦波に変換して出力する２逓培回路
、１０，１０２は夫々周波数ω１およＵＯ３の連続正弦
波を電力増幅する送信機、１１は送信ｎｌＯ，１０２の
出力を合成し、誘導無線線路４へ向けて信号を出力する
合波器である。

かかる構成において、信号発生器８から出力された周波
数ω１．ω２の信号は２分され、一方は送信８１（電力
増幅器）１０１へ、他方は２逓培回路９を経由して送信
機（電力増幅器）１０２へ夫々入力する。

送信１１０　　出力（周波数ωＩ）および送１５゛機１
０　の出力（周波数ｕ　２　）は合波器により合成され
た後、誘導無線線路・１へ供給される。これ１゛。

の信号は、誘導無線線路４に沿って伝搬し、移動体塔載
アンテナ２ａ　、２ｂに受信される。

第：３図は信号処理回路７の一例を詳細に示したもの−
Ｃある。

１２ａ、１２ｂは夫々アンテナ２ａ　、２ｂの出力Ｖａ
　、Ｖｂを不平？ｍｒ電圧に変換する緩衝増幅器、１３
ａ、１３ｂは夫々周波数ω１を通過域の中心１；、１波
数とずろ帯域通過槽波器（以下ｒＢＰＦ」という）、１
４ａ　、１４ｂは夫々周波数ω２を通過域の中心周波数
とするＢＰＦである。１５ａ、１５ｂはこれに入力する
高周波電圧に正確に比例する直流電圧を出力する直線検
波器、１６ａ、１にｈ、１６ｃ、１６ｄはこれらに人力
する高周波信号をこれと同一周波数、同一位相の矩形波
に変化して出力する波形整形器である。１７ａ、１７ｂ
は波形整形器１６ｃ、１６ｄの出力を夫々２逓倍する２
逓培回路、１日は２逓倍回路１７ａ、１７ｈの出力の論
理和を求め、これを基Ｃ＜（位相信号として出力するＯ
Ｒ回路、１９ａ、１９ｂは夫々検波器１５ａ、１．ｉ５
ｂの出力をディジタル量に変換するＡＤ変喚器、２０ａ
、２０ｂは夫々波形整形器１６ａ、１６ｂの出力とＯＲ
回路１８からの基準位相信号との位相を比較する位相比
較器である。

２１は演算制御部であり、外部より人力する諸データを
内部に絹み込む入力インターフエイス２１ａ、入力デー
タについての処理プログラムを格納するＲＯＭ２　ｌｂ
　、ＲＯＭ２　ｌｂのプログラムに従って人力データを
処理するＣＰＵ２１ｃ、その中間データを一時的に貯蔵
するＲＡＭ２１ｄ、−ｉ？−タ処理結果を外部へ向けて
出力する出力インターフェイス２１ｅとにより構成され
る。

アンテナ２ａ　、２ｂの受信電圧Ｖａ　、Ｖｂは緩衝増
幅器１２ａ、１２ｂにより夫々不平衡電圧に変換され、
ＢＰＦ１３ａ、１４ａおよび１３ｂ。

１４ｂに入力する。

このうち周波数ω　の成分Ｖａ（ω）、Ｖｂ（ω１）は
＋　　　　　　　　　　　　　１ 夫々ＢＰＦ１３ａ、１３ｂを通過した後に２分され、一
方は直線検波器１５ａ、１５ｂに人力しでｌ　Ｖ　ａ（
ω＋）　ｌ　、ｌ　Ｖ　ｂ（、ｂ）＋）　ｌ　　（ずな
４）ち、巳’ａｔ’（ｕ　）　ｌ　、　　ｌ　Ｖｈｅ　
（（Ｊｌ）　ｌ　）となり、Ａ　Ｄ　’ｒ換器１９ａ、
１９ｂによりディジタル量に変１☆された後人力インタ
ーフェイス２１ａへ人力する。他方は、波形整形器＋　
６　（・、］６ｄに人力し、同一周波数、同一位相の矩
形波に変換され、２遍１８回Ｉ；１１７ａ、１７ｂにお
いて２逓倍され、ＯＲ回路Ｉ８において両者の論理和が
求められる。２逓倍回路１７ａ、１７ｂから夫々出力さ
れる矩形波状のパルス列の繰り返しｆｔ７１波数および
位相はＶａｗ（＋、＋１）　、Ｖ　ｂ　−（ωｌ）のそ
れと等しい。また、Ｖａｖ（：□）ｒ　）　、Ｖ　ｂｗ
　（ω１）の大きさは移動体位置２により変化して交互
に零となり、従って波形整形器１６Ｃ９１６ｄの出力、
２ｍ＋Ｍ回路１７ａ、１７ｂの出力も交互に零となるが
、ＯＲ回路１８により両者の論理和か求められ、繰り返
し周波数２の１の一定振幅の矩形波が得られる。ＯＲ回
路１８の出力は、位相比較器２０ａ　、２０ｂへ人力し
、基準（◇相信号として機能する。

アンテナ２ａ　、２ｂの受信電圧〜’　ａ　、　ｖＩ；
のうち、周波数ω　の成分Ｖａ（ω２）、Ｖｂ（ω２）
は夫々ＢＰＦ１４ａ、１４ｂを通過して波形整形器１　
Ｂａ、１６ｂに人力し、人々Ｖａ（ω２）、Ｖｂ（ω２
）と同−繰り返し周波数、同一位相の矩形波に変換され
、位相比較器２０ａ　、２０ｂに人力する。δ＝０の場
合について波形整形器１６ａの出力波形を第４図（ａ）
　、　（ｂ）に、またＯＲ回路１日の出力波形（基準位
相信号）を第４図（Ｃ）にそれぞれ示すが、これらの波
形を比較すれば（２１）式の関係が成立することは容易
に理解することができる。位相比較器２０ａ　、２０ｂ
においては、前述の基準位相１８号（周波数２ω１）と
波形整形器１６ａ、１６ｂの出力（周波数ω２）との位
相比較が行われるが、元来の２はω１を２通倍すること
により得られたものであるから、２ωｌとω２は常に正
確に一致し、前述の位相比較が可能になる。

演算制ｉ１１部２１の入力インターフェイス２１ａには
、前述した通り、ＡＤ変換器１９ａ、１９ｂの出力（夫
々ｌ　Ｖａｅ　（ω）ｌ　、　　ｌ　Ｖｂｅ　（（Ｊ、
）ｌ）のほか、位相比較器２０ａ　、２０ｂの出力（夫
々、Δφ　、Δφｂ）が人力する。

演算制御部２１においては、ＲＯＭ２１ｂ内に格納され
たプログラムに基いてこれら人力データについての処理
が開始される。

まず、Δφ　、Δφ　の値からＶ　ａ　ｅ　（ωｌ）　
Ｔ　Ｖ　ｂ　ｅ　　　　ｂ （ωｌ）の正負が判断され、その結果と１Ｖａｅ（ω２
）　ｌ　、ｌ　Ｖ　ｂｅ　（ω２）１の数値とを組み合
わせるこことにより、Ｖ　ａｅ　（ω１）＋　Ｖ　ｂｅ
　（（Ａ）　ｔ）を代数量として特定することができる
。

続いて、（２７）式または（２８）式により位相角ｌｖ
。

をディジタル的に直接算出し、これを通じて移動体位置
２を周１１１Ｐてもって連続的に検知することができる
。

すなわち、第２図に示すように２がＰの増加をする毎に
ｌｖ　は２πの増加を示し、ｌＶ　　Ｏ値をρ　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　１通じて移
動体位置２を周期Ｐでもって連続的に検知することがで
きる。

第３図の信号処理回路においては、アンテナ受信電圧の
包絡線の絶対値としてＩＶａｅ（ω１）１゜１Ｖｂｅ（
ω１）１を用いているが、この代わりに１Ｖａｅ　（（
、Ｊ　）Ｉ　、　　Ｉ　Ｖｂｅ　（ω２）Ｉを用いても
全く同し結果が得られる。また、逆相電圧の位相角／Ｖ
。を算出し、これを通じて移動体位置２を求めてもよい
。

上記実施例においてはアンテナが２個の場合について説
明したが、本発明は３個またはこれ以りの場合について
も適用可能である。

３個のアンテナをＰ／３の間隔て取付け、その受信電圧
を夫々Ｖａ（＋ａ　）、　Ｖｂ（（、＞　）、　ＶＣ（
（ＩＪ、）としその正相電圧■ｐ、逆相電圧Ｖｎを次式
のように定〜する。

Ｖｐ　＝　Ｖａ　＋　ｅ−Ｊ２π／３　　　■ｂ＋ｅｊ
２ｙｔ／３　　ＶｃＶｐ　＝Ｖａ　十ｅ”／３　　Ｖｂ
　＋ｅ−”１３　Ｖｃ・・・（２９） これらを定常態の電気量を表ず複素ヘクトルＶ。

、Ｖ　と位相量に分離して次式のように表す。

Ｖρ＝ν　ｅ−ｊβｚ＋ｊｕｔ ■。＝ｖ　　ｅ”β２＋Ｊωｔ−−−＜３０）一方、Ｖ
ａ　、Ｖｂ　、Ｖｃについて、包絡線Ｖａｅ。

Ｖ　ｂｅ、　Ｖ　ｃｅと１９相量とに分離し゛Ｃ次式の
ように表す。

Ｖａ＝Ｖａｅ　　ｅ−’β２＋ｊωｔ Ｖｂ＝Ｖｂｅ　　ｅ−’βｚ＋ｊｃ、＋ｔＶｃ＝Ｖｃｅ
　　ｅ−Ｊβ２　ＩＪ（Ｊ　ｔ　　　　　　、　、　、
　（：）ｌ）Ｖａｅ、　Ｖｂｅ、　Ｖｃｅは実数であり
、その絶対値および符号は前述した実施例と同様にして
求めることができ、移動体位置２は次式により算出する
ことができる。

ｌｖ　　＝−７ｖ　　＝　（２ｍ／Ｐ）ｚｐ　　　　　
　ｎ ・・・（３２） 一般にアンテナがＮ個（Ｎａ３）の場合には、これらの
アンテナん間隔をＰ／Ｎとし、アンテナ受信電圧および
その包絡線を夫々■１およびＶｉｅ（ｉ＝１．２．３・
・・Ｎ）とするとき、移動体位置２は、 ・　・　・（３３） から求めることができる。

［発明の効果コ 以上説明してきた通り、本発明の位置検知方式は、移動
体走行路に沿って布設された一定の周ＩＩＩＩＰを有す
る波形の往復導体より形成された誘導無線線路に、周波
数ω１及びこれを２逓倍した周波数ω２の電流を通電す
ることにより、誘導無線線路長手方向に正弦波状に分布
する高周波磁界を形成させ、移動体上に一定間隔て取付
けられた複数個のアンテナでもって該高周波磁界を各周
波数について選択的に受信し、各アンテナの誘起電圧の
包絡線の振幅を求めると共に各アンテナの誘起電圧のω
１成分を２逓倍することにより得られた電圧から求めた
基準位相電圧を基準として、各アンテナ誘起電圧の包絡
線の正負を判別し、これらの数値に基いて各アンテナ誘
起電圧の正相成分または逆相成分の位相角を直接に算出
し、これらを通じて移動体位置を周ｔｉｌｌ的かつ連続
的に測定するようにしたため、移動体上で自己の位置を
Ｐの周１１＋１で連続的に測定できるようになった。

従って、与えられた検知周期に対して導体周１ＩＩＩＰ
を短縮することができ、導体布設精度の向上および製造
の容易化によるコスト低減が図れる。また、車上アンテ
ナの小型化によるアンテナ実装の容易化が図れるように
なる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の全体説明図、第２図は移動
体位置と正相電圧信相角との関係の説明図、第３図は信
号処理回路の一例の説明図、第４図は受信゛電圧のω２
成分の位相と、基準位相信号の関係の説明図、第５図は
従来例の説明図、第６図は従来例における移動体位置と
位相角との関係の説明図である。 ｔａ、Ｉｂ　：導体、　２ａ　、　２ｂ　：アンテナ、
４：誘導無線線路、　７：信号処理回路、８：信号発生
器、　　９：２逓１ａ回路、１０．１０２　：地上送信
器、 １１：合波器、 １２ａ　、１２ｂ　Ｉｇ衝Ｆｔ！幅器、１３ａ　、１３
ｂ　、１４ａ　、１４ｂ　：ＢＰＦ、　。 １５ａ、１５ｈ：直線検波器、 １６ａ　、１６ｂ　、１６ｃ　、１６ｄ　　：波形整形
器、１７ａ　、　　Ｉ　７ｂ　：　２ｉ倍回路、１８：
ＯＲ回路、 １９ａ　、１９ｈ　：ＡＤ変換器、 ２０ａ　、２０ｂ　：位相比較器、 ２１：演算制御部。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）一定の周期Ｐで波形形状に折り曲げられた往復導
   体を線路長手方向にＰ／３ずらして配置してなる誘導無
   線線路を移動体の走行路に沿って布設し、これに高周波
   電流を通電することにより該誘導無線線路長手方向に正
   弦波状に分布する高周波磁界を形成させ、移動体上に該
   誘導無線線路の長手方向に配列された複数個のアンテナ
   を塔載し、該アンテナにより前記高周波磁界を受信し、
   該受信電圧を処理することにより移動体の相対位置を一
   定周期でもって連続的に移動体上において検知する方式
   において、第１周波数およびこれを２逓倍することによ
   り得られた第２周波数の高周波電流を重疊して前記誘導
   無線線路に通電し、移動体上においては、Ｐ／４の間隔
   をおいて配置された２個のアンテナまたはＰ／Ｎの間隔
   をおいて配置されたＮ個のアンテナにより前記高周波磁
   界を受信し、前記各アンテナの受信電圧の第１周波数成
   分または第２周波数成分に基いて各アンテナ受信電圧の
   包絡線の絶対値を求め、前記各アンテナ受信電圧のうち
   少なくとも２つの電圧の第１周波数成分を２逓倍し、そ
   の論理和から第２周波数の基準位相信号を求め、前記各
   アンテナ受信電圧の第２周波数成分と前記基準位相信号
   との位相を比較することにより、前記各アンテナ受信電
   圧の包絡線の符号の正負を判別し、かつ前記各アンテナ
   受信電圧の包絡線の絶対値および符号からこれら電圧の
   正相成分または逆相成分の位相角を算出することを通じ
   て移動体位置を周期Ｐで連続的に検知することを特徴と
   する移動体位置検知方式。