JPH0418794B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、誘導無線を使用し、一定の走行路
（軌道等）に沿つて移動する移動体（リニアモー
ターカーをはじめ、各種の交通機関、産業用運搬
機関）の位置を地上において周期的且つ連続的に
検知する方式に関するものである。

［従来の技術］ リニアモーターカーの自動運転においては、走
行路（軌道）に沿つて一定周期間隔に配置された
推進コイルの間隔（モーター極間隔）の範囲内に
おいてその車体位置（移動体位置）を、周期的且
つ連続的に地上において検出することが不可欠な
要請とされている。

車体に関する位置情報は、変電所内において推
進コイルに通電する電流の周波数、振幅および位
相を制御するための基礎データとして使用される
ものである。

このような要請に応える技術として提案されて
いる代表的なものを第９図を参照して説明する。

１，２，３は導体であり、これら導体がリニア
モーターカーの走行路に沿つて布設されることに
より誘導無線線路４が形成されている。５は車体
に固定されたアンテナ（枠型ループコイル）であ
り、50〜200kHzの高周波電流が通電される。

各導体１，２，３は平面上に周期Ｐでもつて波
形形状に折り曲げられ、Ｐ／３ずつずらして配置
されているので誘導無線線路４全体として周期Ｐ
の繰返し構造となつている。

なお、周期ＰはＰ／２がモーター極間距離と一
致するように定められている。また、６は信号処
理回路、７は表示装置、８は推進コイル電流制御
装置、９は送信機である。

誘導無線線路４の端末からアンテナ５までの距
離をｚとし、各導体１−２，２−３，３−１間に
誘起される電圧をそれぞれV₁₂，V₂₃，V₃₁とする
と、V₁₂，V₂₃，V₃₁はいずれもｚの関数であり、
誘導無線線路４とアンテナ５との離隔距離および
アンテナ５の寸法を適当に選択することにより、
その波形をｚに関し正弦波状とすることができ
る。

誘導無線線路４に沿つてその始端にまで伝搬し
てきた導体間の誘起電圧V₁₂，V₂₃，V₃₁を信号処
理回路６で受信し、ここで直線検波して各々の振
幅を求め、これをデイジタル量に変換した後これ
らのデータに基づいてｚの数値（車体の位置）を
デイジタル的に算出し、その処理結果は表示装置
７および推進コイル電流制御装置８へ出力され
る。

誘導無線線路４の伝搬定数をγとし、γ＝α＋
jβ（α：減衰定数、β：位相定数）と表すことに
すると、誘導無線線路の始端（ｚ＝０）での各導
体１，２，３間の誘起電圧V₁₂（ｚ），V₂₃（ｚ），
V₃₁（ｚ）は次の形により表示することができる。

V₁₂（ｚ）＝ke^-〓^z-j〓^z・cos（2π／Ｐ）ｚ・e^j〓^t V₂₃（ｚ）＝ke^-〓^z-j〓^z ・cos｛（2π／Ｐ）ｚ＋（2π／３）｝・e^j〓^t V₃₁（ｚ）＝ke^-〓^z-j〓^z ・cos｛（2π／Ｐ）ｚ−（2π／３）｝・e^j〓^t…
(1) ここで、ｋは誘導無線線路４、アンテナ５の形
状、寸法、両者の離隔距離、電流の大きさ、周波
数により定まる定数、ωはアンテナ５の電流の角
周波数である。

これらの電圧を直線検波し、その包絡線の振幅
を求めると次のようになる。

｜V₁₂（ｚ）｜＝e^-〓^z・｜kcos（2π／Ｐ）ｚ｜ ｜V₂₃（ｚ）｜＝e^-〓^z ・｜kcos｛（2π／Ｐ）ｚ＋（2π／３）｝｜ ｜V₃₁（ｚ）｜＝e^-〓^z ・｜kcos｛（2π／Ｐ）ｚ−（2π／３）｝｜…(2
) (2)式の値の夫々をデイジタル量に変換し、その
自乗値を求めると次のようになる。

｜V₁₂（ｚ）｜²＝e²〓^zk²cos²（2π／ｐ）ｚ ＝（１／２）k²e^-2〓^z・｛１＋cos（4π／Ｐ）
ｚ｝ ｜V₂₃（ｚ）｜²＝（１／２）k²e^-2〓^z ・［１＋cos｛（4π／Ｐ）ｚ−（2π／３）｝］ ｜V₃₁（ｚ）｜²＝（１／２）k²e^-2〓^z ・［１＋cos｛（4π／Ｐ）ｚ＋（2π／３）｝］
…(3) ここで、｜V₁₂（ｚ）｜²，｜V₂₃（ｚ）｜²，｜V₃₁（
ｚ）
｜²についての逆相電圧V_oを次式のように定義す
る。

V_o＝｜V₁₂（ｚ）｜²＋e^j2〓 ³｜V₂₃（ｚ）｜² ＋e^-j2〓 ³｜V₃₁（ｚ）｜² …(4) (3)式を(4)式に代入して整理すると次式の通りと
なる。

V_o＝（３／４）k²e^-2〓^ze^j4〓^{z p} …(5) V_oの位相角を∠V_oで表示すれば、 ∠V_o＝（4π／Ｐ）ｚ となる。すなわち、 ｚ＝（Ｐ／4π）∠V_o …(6) となり、∠V_oとｚの間は比例関係にあることが
わかる。

また(4)式からは次式が得られる。

V_o＝｛｜V₁₂（ｚ）｜²−（１／２）｜V₂₃（ｚ）｜² −（１／２）｜V₃₁（ｚ）｜² ＋（ｊ√３２）(|V₂₃(z)|²-|V₃₁(z)|²)} ・e^-2〓^z …(7) (6)式および(7)式から次のような関係が得られ
る。

ｚ＝（Ｐ／4π）tan^-1（I_n／R_e） ＝（Ｐ／4π）tan^-1｛（√３２）（｜V₂₃（ｚ）
｜² −|V₃₁(z)|²)}/{｜V₁₂（ｚ）｜² −(1/2)(|V₂₃(z)|²＋｜V₃₁（ｚ）｜²）｝ …(8) ここで、R_eはV_oの実数部、I_nはV_oの虚数部で
ある。

(6)式および(8)式から明らかな通り、車体位置ｚ
がＰ／２増加する毎に∠V_oは2πの増加を示すが、
位相角についての０および2nπ（ｎ：整数）の識
別は事実上不可能であるから∠V_oとｚの関係は
第１０図に示す通りとなる。

すなわち、(7)式により求められた∠V_oの数値
を通じて車体位置ｚをＰ／２（モーター極間距離）
の範囲内で周期的且つ連続的に検知することが可
能になる。なお、線路４は、∠V_oが０（または
2π）となる位置がモーター極と一致するように
布設される。

［発明が解決しようとする問題点］ しかしながら、上記の移動体位置検知方式には
次の２つの問題点が指摘されている。

車体（移動体）位置の検知周期はＰ／２であ
り、このため、線路導体１，２，３の周期Ｐはモ
ーター極間距離の２倍とする必要があり、例え
ば、モーター極間距離が4.2ｍおよび6.3ｍの場合
にはＰの値は夫々8.4ｍおよび12.6ｍとしなけれ
ばならない。このように長大な周期の誘導無線線
路の構造を実現することは極めて困難で、導体
１，２，３の布設精度も低下し、ひいては車体位
置検知精度の低下を招く。

また、上記の車体位置検知が成功するための前
提条件は(1)式または(2)式に示す通り、誘導無線線
路導体間の誘起電圧V₁₂（ｚ），V₂₃（ｚ），V₃₁（ｚ）
が夫々ｚ（車体位置を表示するための座標）の正
弦波状の関数となることであり、このためには車
上アンテナの長さをＰ／５〜Ｐ／７の範囲に定め
る必要がある。従つて、Ｐ＝8.4ｍ（モーター極
間距離4.2ｍ）の場合には、アンテナ長は約1.2〜
1.7ｍと大型となる。よつて、アンテナは高価と
なり、また車体への取付けが困難となり、場合に
よつては車体部材の一部を切断することが必要に
なつて車体強度を脅かす事態も予想される。

本発明は上記に基づいたもので、移動体位置検
知周期を誘導無線線路導体周期Ｐに等しくして、
誘導無線線路の製造の容易化およびアンテナの小
型化をはかることを目的とするものである。

［問題を解決するための手段］ 本発明は、角周波数ω₁の高周波電流およびこ
れを２逓倍することにより得られる角周波数ω₂
の高周波電流を前記移動体搭載アンテナに通電
し、 誘導無線線路端末において角周波数ω₁および
ω₂についての隣接導体間の誘起電圧V₁₂（ｚ），
V₂₃（ｚ），V₃₁（ｚ）を選択的に受信し、前記各誘
起電圧の包絡線をそれぞれV₁₂′（ｚ），V₂₃′（ｚ），
V₃₁′（ｚ）としたとき、 角周波数ω₂についての前記誘起電圧と、角周
波数ω₁についての前記誘起電圧を２逓倍するこ
とにより得られた電圧との位相差φ₁₂、φ₂₃、φ₃₁
が、 −π／２≦φ₁₂、φ₂₃、φ₃₁≦π／２ にあるときは、 V₁₂′（ｚ），V₂₃′（ｚ），V₃₁′（ｚ）＞０ と判定し、 π／２≦φ₁₂、φ₂₃、φ₃₁≦3π／２ にあるときは、 V₁₂′（ｚ），V₂₃′（ｚ），V₃₁′（ｚ）＜０ と判定し、 誘導無線線路端末から移動体搭載アンテナまで
の距離ｚを、 ｚ＝（Ｐ／2π）tan^-1｛（√３２）（V₂₃′（ｚ）
− V₃₁′（ｚ））｝／｛V₁₂′（ｚ）−（１／２）
（V₂₃′（ｚ） ＋V₃₁′（ｚ））｝ に基づいて算出することにより、 一定周期Ｐでもつて移動体の位置を周期的且つ
連続的に検出することを特徴とするものである。

すなわち、導体間誘起電圧V₁₂（ｚ），V₂₃（ｚ），
V₃₁（ｚ）の包絡線の絶対値を求める手段に加え
てその符号を識別する手段を付加し、得られたデ
ータをデイジタル的に処理して位置ｚを算出する
ものである。

導体間誘起電圧V₁₂（ｚ），V₂₃（ｚ），V₃₁（ｚ）
を、位相を表示する部分e^-j〓^z+j〓^tとそれ以外の部
分に分けて次式のように表す。

V₁₂（ｚ）＝V₁₂′（ｚ）e^-j〓^z+j〓^t V₂₃（ｚ）＝V₂₃′（ｚ）e^-j〓^z+j〓^t V₃₁（ｚ）＝V₃₁′（ｚ）e^-j〓^z+j〓^t …(9) V₁₂′（ｚ），V₂₃′（ｚ），V₃₁′（ｚ）は夫々V₁₂
（ｚ）、V₂₃（ｚ），V₃₁（ｚ）の包絡線で、(1)式から
明らかな通り、次のように書くことができる。

V₁₂′（ｚ）＝ke^-〓^z・cos（2π／Ｐ）ｚ V₂₃′（ｚ）＝ke^-〓^z ・cos｛（2π／Ｐ）ｚ＋（2π／３）｝ V₃₁′（ｚ）＝ke^-〓^z ・cos｛（2π／Ｐ）ｚ−（2π／３）｝ …(10) また、 ｜V₁₂′（ｚ）｜＝｜V₁₂（ｚ）｜ ｜V₂₃′（ｚ）｜＝｜V₂₃（ｚ）｜ ｜V₃₁′（ｚ）｜＝｜V₃₁（ｚ）｜ …(11) である。

ここで、V₁₂′（ｚ），V₂₃′（ｚ），V₃₁′（ｚ）に
つ
いての正相電圧V_p′を次式のように定義する。

V_p′＝V₁₂′（ｚ）＋e^-j2〓^/3V₂₃′（ｚ） ＋e^j2〓 ³V₃₁′（ｚ） …(12) (10)式を(12)式に代入すると次式のようなる。

V_p′＝（３／２）ke_-〓_ze^j2〓^Z/P …（13） (12)式および（13）式から次式が得られる。

ｚ＝（Ｐ／2π）∠V_p′ ＝（Ｐ／2π）tan^-1｛（√３２）（V₂₃′（ｚ） −V₃₁′（ｚ））｝／｛V₁₂′（ｚ） −（１／２）（V₂₃′（ｚ）＋V₃₁′（ｚ））｝
…（14） 従つて、V₁₂′（ｚ），V₂₃′（ｚ），V₃₁′（ｚ）の
絶
対値および夫々の符号を知れば（14）式右辺の値
を算出することができ、この値を通じて車体位置
ｚをＰの周期で検出することができる。

ここで、包絡線V₁₂′（ｚ），V₂₃′（ｚ），V₃₁′（
ｚ）
の符号を判別するために次の手段をとる。

すなわち、角周波数ω₁およびこれを２逓倍す
ることによつて得られた角周波数ω₂の高周波電
流を車上アンテナに給電し、２周波の交番磁界に
より誘導無線線路を励振する。誘導無線線路端末
においては角周波数ω₁およびω₂の導体誘起電圧
を選択受信し、ω₁またはω₂の電圧を直線検波し
てV₁₂′（ｚ），V₂₃′（ｚ），V₃₁′（ｚ）の絶対値を
求
めると共に、ω₁の電圧を２逓倍してω₂の電圧に
変換し、これを基準位相信号としてV₁₂′（ｚ），
V₂₃′（ｚ），V₃₁′（ｚ）の符号（正か負か）を判別
する。

［実施例］ 第１図は、本発明の一実施例の全体説明図であ
り、第９図は従来例と同一呼称部には同一符号を
付してある。

９_-1，９_-2は車上送信機であり、夫々角周波数
ω₁およびω₂の高周波電流を出力し、これらの電
流は共に車上アンテナ５へ供給される。ここで、
角周波数ω₂はω₁を２逓倍することにより得られ
たものである。

第２図は、信号処理回路６の詳細説明図であ
る。１１_-1，１１_-2，１１_-3は緩衝増幅器Buff、
１２_-21，１２_-22，１２_-23および１２_-11，１２
_-12，１２_-13は夫々角周波数ω₂およびω₁を通過域
とする帯域通過濾波器BPF、１３_-1，１３_-2，１
３_-3は直線検波器DET、１４_-21，１４_-22，１４
_-23および１４_-11，１４_-12，１４² _-13は夫々角周
波数ω₂およびω₁の信号の波形成形回路、１５_-1，
１５_-2，１５_-3はアナログ−デイジタル変換器
Ａ／Ｄ、１６_-1，１６_-2，１６_-3は２逓倍回路、
１７_-1，１７_-2，１７_-3は位相比較回路PD、１
８はOR回路、１９はマイクロコンピユータMC
である。

緩衝増幅器Buff１１_-1，１１_-2，１１_-3は夫々
導体間電圧V₁₂（ｚ），V₂₃（ｚ），V₃₁（ｚ）を不平
衡電圧に変換し、この出力は帯域通過濾波器１２
_-21，１２_-22，１２_-23および１２_-11，１２_-12，
１２_-13に導かれる。帯域通過濾波器１２_-21，１
２_-22，１２_-23の出力は直線検波器DET１３_-1，
１３_-2，１３_-3および波形成形回路１４_-21，１
４_-22，１４_-23に導かれ、直線検波器DET１３
_-1，１３_-2，１３_-3からは導体間電圧の包絡線の
絶対値｜V₁₂′（ｚ）｜，｜V₂₃′（ｚ）｜，｜V₃₁′（
ｚ）｜
に比例する電圧が出力され、これらはＡ／Ｄ変換
器１５_-1，１５_-2，１５_-3においてデイジタル量
に変換された後にマイクロコンピユータMC１９
に入力される。また、波形成形回路１４_-21，１
４_-22，１４_-23においては繰返し角周波数ω₂の矩
形波状パルス列（単極性）に変換して出力され、
位相比較回路PD１７_-1，１７_-2，１７_-3の入力
側の一方の端子に入力する。

帯域通過濾波器１２_-11，１２_-12，１２_-13の出
力は波形成形回路１４_-11，１４_-12，１４_-13にお
いて繰返し角周波数ω₁の矩形波状パルス列に変
換して出力され、２逓倍回路１６_-1，１６_-2，１
６_-3で夫々２逓倍されて繰返し角周波数ω₂（ω₂＝
2ω₁）のパルス列となつてOR回路１８に入力す
る。OR回路１８の出力は位相比較回路PD１７
_-1，１７_-2，１７_-3の入力側の他方の端子に導か
れる。

位相比較回路PD１７_-1，１７_-2，１７_-3は
夫々の２端子に入力するパルス列（繰返し角周波
数は共にω₂）の位相差をデイジタル量として検
出し、これをマイクロコンピユータMC１９へ出
力する。

マイクロコンピユータMC１９は、入力インタ
ーフエイス１９_-1、入力データの処理プログラム
を格納するROM１９_-2、前記プログラムに従つ
て入力データを処理するCPU１９_-4、その中間
結果を一時的に貯蔵するRAM１９_-3、データ処
理結果を表示部７および推進コイル電流制御装置
８へ向けて出力する出力インターフエイス１９_-5
により構成されている。

かかる構成において、車上アンテナ５により励
振された誘導無線線路４における導体１−２，２
−３，３−１間の誘起電圧の瞬時値は、角周波数
ω₁およびω₂について夫々次式のように書くこと
ができる。

V₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）＝k₁e^-〓^{1 z-j}〓^{1 z} ・cos（2π／Ｐ）ze^j〓^{1 t} V₂₃（ω₁，ｚ，ｔ）＝k₁e^-〓^{1 z-j}〓^{1 z} ・cos｛（2π／Ｐ）ｚ＋（2π／３）｝e^j〓^{1 t} V₃₁（ω₁，ｚ，ｔ）＝k₁e^-〓^{1 z-j}〓^{1 z} ・cos｛（2π／Ｐ）ｚ−（2π／３）｝e^j〓^{1 t}
…（15） V₁₂（ω₂，ｚ，ｔ）＝k₂e^-〓^{2 z-j}〓^{2 z} ・cos（2π／Ｐ）ze^j〓₂ ^t V₂₃（ω₂，ｚ，ｔ）＝k₂e^-〓^{2 z-j}〓^{2 z} ・cos｛（2π／Ｐ）ｚ＋（2π／３）｝e^j〓^{2 t} V₃₁（ω₂，ｚ，ｔ）＝k₂e^-〓^{2 z-j}〓^{2 z} ・cos｛（2π／Ｐ）ｚ−（2π／３）｝e^j〓^{2 t}
…（16） ここで、ｋ，α，βに付された添え字１および
２は夫々角周波数ω₁およびω₂に対応する数値で
あることを意味する。

（15）式および（16）式の両辺を位相を表す部
分とそれ以外の部分（すなわち、包絡線）とに分
離すると次式のように書くことができる。

V₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）＝V₁₂′ （ｚ）e^-j〓^{1 z+j}〓^{1 t} V₂₃（ω₁，ｚ，ｔ）＝V₂₃′ （ｚ）e^-j〓^{1 z+j}〓^{1 t} V₃₁（ω₁，ｚ，ｔ）＝V₃₁′ （ｚ）e^-j〓^{1 z+j}〓^{1 t}
…（17） V₁₂（ω₂，ｚ，ｔ）＝k₃V₁₂′ （ｚ）e^-j〓^{2 z+j}〓₂
^t V₂₃（ω₂，ｚ，ｔ）＝k₃V₂₃′ （ｚ）e^-j〓^{2 z+j}〓^2
t V₃₁（ω₂，ｚ，ｔ）＝k₃V₃₁′ （ｚ）e^-j〓^{2 z+j}〓^2
t
…（18） ここで、 V′₁₂（ｚ）＝k₁e^-〓^{1 z}cos（2π／Ｐ）ｚ V′₂₃（ｚ）＝k₁e^-〓^{1 z}cos｛（2π／Ｐ）ｚ＋（2π
／
３）｝ V′₃₁（ｚ）＝k₁e^-〓^{1 z}cos｛（2π／Ｐ）ｚ−（2π
／
３）｝ …（19） k₃＝k₂e^-(〓^2-〓^1)z であつて、V₁₂′（ｚ），V₂₃′（ｚ），V₃₁′（ｚ）は
実
数（正または負）、k₃は整数である。

ここで、V₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）に着目すると、車
上アンテナ５が第３図に示すようにAB間に位置
し、V₁₂′（ｚ）＞０の場合には、 V₁₂′（ｚ）＝｜V₁₂′（ｚ）｜ となる。従つて、 V₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）＝｜V₁₂′（ｚ）｜e^-j〓^{1 z+j}〓^1
t
…（20） V₁₂（ω₂，ｚ，ｔ）＝k₃｜V₁₂′（ｚ）｜
e^-j〓^{2 z+j}〓^{2 t} …（21） が得られる。

V₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）を２逓倍したものをDV₁₂
（ω₁，ｚ，ｔ）で表すと、次式のようになる。

DV₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）＝｜V₁₂′（ｚ）｜
e^-j2〓^{1 z+j2}〓^{1 t} …（22） V₁₂（ω₂，ｚ，ｔ）とDV₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）の位
相差をφ₁₂とすると、φ₁₂は次のようになる φ₁₂＝V₁₂（ω₂，ｚ，ｔ）−DV₁₂（ω₁，ｚ，ｔ） ＝（−β₂z＋ω₂t）−（−2β₁z＋2ω₁t） ＝（2β₁−β₂）ｚ＋（ω₂−2ω₁）ｔ …（23） ここで、（2β₁−β₂）ｚ＝δとおけば、2ω₁＝ω₂
の関係より、 φ₁₂＝δ …（24） となることがわかる。

車上アンテナ５が第４図に示すようにBC間に
位置し、V₁₂′（ｚ）＜０の場合には、 V₁₂′（ｚ）＝−｜V₁₂′（ｚ）｜ となる。従つて、 V₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）＝−｜V₁₂′（ｚ）｜
e^-j〓^{1 z+j}〓₁ ^t ＝｜V₁₂′（ｚ）｜e^-j〓^{1 z+j}〓^+j〓^{1 t}…（25） V₁₂（ω₂，ｚ，ｔ）＝k₃｜V₁₂′（ｚ）｜
e^-j〓^{2 z+j}〓^+j〓₂ ^t …（26） が得られる。

（25）式のV₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）を２逓倍したも
のをDV₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）で表すと、次式のように
なる。

DV₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）＝k₃｜V₁₂′（ｚ）｜ｅ−j2β1
ｚ＋j2ω1 ｔ …（27） V₁₂（ω₂，ｚ，ｔ）とDV₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）の位
相差φ₁₂は次のようになる。

φ₁₂＝V₁₂（ω₂，ｚ，ｔ）−DV₁₂（ω₁，ｚ，ｔ） ＝δ＋π …（28） いま、想定し得るδの最大値の絶対値をδ_naxと
すれば、（23）式および（27）式から明らかな通
り、 V₁₂′（ｚ）＞０（−δ_nax≦φ₁₂≦δ_nax） V₁₂′（ｚ）＜０（π−δ_nax≦φ₁₂≦π＋δ_nax）
…（29） と考えてよく、換言すれば、φ₁₂の値を通じて
V₁₂′（ｚ）の符号が正か負かを判別することがで
きる。通常の線路では、 2β₁≒β₂ であり、多くの場合δの値は小さい。従つて、 δ_nax＝π／２ とすれば、全ての場合に対処することができる。
従つて、 V₁₂′（ｚ）＞０（−π／２≦φ₁₂≦π／２） V₁₂′（ｚ）＜０（π／２≦φ₁₂≦3π／２）…（30） の関係から常にV₁₂′（ｚ）の符号の正負を判別す
ることができる。

V₂₃（ω₁，ｚ，ｔ），V₃₁（ω₁，ｚ，ｔ）を２逓倍
したものを夫々DV₂₃（ω₁，ｚ，ｔ），DV₃₁（ω₁，
ｚ，ｔ）とすれば、（17）式、（18）式、（22）式
および（27）式から明らかな通り、 ∠DV₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）＝∠DV₂₃（ω₁，ｚ，ｔ） ＝∠DV₃₁（ω₁，ｚ，ｔ） であり、前記３電圧の何れを基準位相信号として
もV₁₂′（ｚ）の符号の判別は可能である。

ここで、 φ₂₃＝∠V₂₃（ω₂，ｚ，ｔ）−∠DV₁₂（ω₁，ｚ，
ｔ） φ₃₁＝∠V₃₁（ω₂，ｚ，ｔ）−∠DV₁₂（ω₁，ｚ，
ｔ） を定義すると、φ₂₃，φ₃₁の値を通じてV₂₃′（ｚ），
V₃₁′（ｚ）の符号をV₁₂′（ｚ）の場合と同様に判別
することができる。

上記した原理を信号処理回路６の動作と対比し
ながら以下に説明する。

導体１，２，３間の誘起電圧のうち、角周波数
ω₂の電圧V₁₂（ω₂，ｚ，ｔ），V₂₃（ω₂，ｚ，ｔ），
V₃₃₁（ω₂，ｚ，ｔ）は、夫々帯域通過濾波器BPF
１２_-21，１２_-22，１２_-23を通過した後二分され
て直線検波器DET１３_-1，１３_-2，１３_-3および
波形成形回路１４_-21，１４_-22，１４_-23に入力す
る。

直線検波器DET１３_-1，１３_-2，１３_-3は夫々
｜V₁₂（ω₂，ｚ，ｔ）｜，｜V₂₃（ω₂，ｚ，ｔ）｜，｜
V₃₁（ω₂，ｚ，ｔ）｜に比例した電圧を出力し、こ
れらはＡ／Ｄ変換器１５_-1，１５_-2，１５_-3によ
りデイジタル量に変換された後マイクロコンピユ
ータMC１９の入力インターフエイス１９_-1に並
列的に入力する。

一方、波形成形回路１４_-21，１４_-22，１４_-23
に入力した成分は繰返し角周波数ω₂の矩形波状
パルス列に変換されて位相比較回路１７_-1，１７
_-2，１７_-3に入力する。

また、導体１，２，３間の誘起電圧のうち、角
周波数ω₁の電圧V₁₂（ω₁，ｚ，ｔ），V₂₃（ω₁，ｚ，
ｔ），V₃₁（ω₁，ｚ，ｔ）は、夫々帯域通過濾波器
BPF１２_-11，１２_-12，１２_-13、波形成形回路１
４_-11，１４_-12，１４_-13、２逓倍回路１６_-1，１
６_-2，１６_-3を通過し、2ω₁（＝ω₂）の繰返し角
周波数の矩形波状パルス列となつてOR回路１８
に入力する。

ここで、V₁₂（ω₁，ｚ，ｔ），V₂₃（ω₁，ｚ，ｔ），
V₃₁（ω₁，ｚ，ｔ）の振幅はＰ／２の周期で交互
に零となり、これと共に波形成形回路１４_-11，
１４_-12，１４_-13より出力されるパルス列も零ま
たは微少となる。この場合でも、OR回路１８へ
入力するパルス列のうち２つのものは充分の振幅
をもつため、これら３入力の論理和を出力するこ
とができる。

後述するように、このパルス列は、V₁₂（ω₂，
ｚ，ｔ），V₂₃（ω₂，ｚ，ｔ），V₃₁（ω₂，ｚ，ｔ）
の符号判別の基準位相信号として機能する。

位相比較回路PD１７_-1，１７_-2，１７_-3では
夫々波形成形回路１４_-21，１４_-22，１４_-23より
入力するパルス列と、OR回路１８より入力する
パルス列（共に繰返し角周波数ω₂）の位相差の
検出が行われ、その出力はデイジタル量としてマ
イクロコンピユータMC１９の入力インターフエ
イス１９_-1へ入力する。位相比較回路PD１７_-1，
１７_-2，１７_-3の動作は夫々前述のφ₁₂，φ₂₃，
φ₃₁を求める演算に相当する。

マイクロコンピユータMC１９内では入力イン
ターフエイス１９_-1により内部に取込まれた｜
V₁₂′（ｚ）｜，｜V₂₃′（ｚ）｜，｜V₃₁′（ｚ）｜，
φ₁₂，
φ₂₃，φ₃₁の諸データがROM１９_-2に格納された
プログラムによつて処理され、V₁₂′（ｚ），
V₂₃′（ｚ），V₃₁′（ｚ）についての符号の判別（前
述の（28）式または（29）式による判別）および
移動体位置ｚを求める演算（前述の（13）式の演
算）が行われ、その結果は出力インターフエイス
１９_-5を経由して表示装置７および推進コイル電
流制御装置８へ向けて出力される。

第５図および第６図はδ≒０（多くの場合、こ
の仮定は妥当である）の場合について、夫々
V₁₂′（ｚ）＞０（第３図に相当する）のときのV₁₂
（ω₂，ｚ，ｔ），DV₁₂（ω₁，ｚ，ｔ）の形を図示
したものである。

また、第７図および第８図は夫々V₁₂′（ｚ）＞０
およびV₁₂′（ｚ）＜０の場合の波形成形回路１４
_-21，１４_-11および２逓倍回路１６_-1の出力波形
を示すタイミングチヤートである。

本発明は、上記実施例に限定されるものではな
く、次のような場合も本発明の範囲に含まれるも
のであることは言うまでもない。

(1) 第１図では、ω₁およびω₂の高周波電流は同
一車上アンテナ５に供給されているが、車上ア
ンテナ２個をｚ方向に間隔Ｐで配置し、夫々に
ω₁おおよびω₂の高周波電流を供給する場合。

(2) 導体間電圧の包絡線の絶対値はω₂の電圧を
通じて検出したが、ω₁の電圧を用いて検出す
る場合。

(3) 包絡線の符号判別の最に基準位相信号として
機能するOR回路の出力は、V₁₂（ω₁，ｚ，ｔ），
V₂₃（ω₁，ｚ，ｔ），V₃₁（ω₁，ｚ，ｔ）の３電圧
から導出された矩形波状パルス列の論理和とし
て求めたが、前記３入力電圧のうち１つを省略
しても実用上の支障は生じない。

(4) リニアモーターカーの位置検知のみでなく、
一定の走行路に沿つて移動する各種の移動体
（クレーン、搬送台車、新交通機関等）の位置
検知に広く応用できる。

［発明の効果］ 以上説明した通り、本発明の位置検知方式は、
移動体走行路に沿つて布設された３相３導体誘導
無線線路を、角周波数ω₁およびこれを２逓倍し
た角周波数ω₂の電流が通電された移動体搭載ア
ンテナで励振し、誘導無線線路端末において角導
体間端末に現われる誘起電圧をω₁およびω₂につ
いて選択受信し、ω₁の電圧を２逓倍してこれを
基準位相信号として誘起電圧の包絡線の符号（正
か負か）を判別するようにしたため、各導体間の
誘起電圧の包絡線および符号に基づいて移動体位
置を算出することが可能となり、移動体位置ｚを
導体周期Ｐに等しい周期で周期的かつ連続的に測
定することが可能になる。

従つて、与えられた検知周期に対して導体周期
Ｐを短縮することができ、誘導無線線路の製造の
容易化および車上アンテナの小型化をはかれるよ
うになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の全体説明図、第２
図は信号処理回路の一例の詳細図、第３図および
第４図は車上アンテナ位置と導体間誘起電圧の包
絡線の符号との関係の説明図、第５図および第６
図は導体間の誘起電圧の位相と包絡線の符号との
関係の説明図、第７図および第８図は導体間の誘
起電圧から導出された矩形波状パルス列の説明
図、第９図は従来例の説明図、第１０図は逆相電
圧の位相角∠V_oとアンテナの位置ｚとの関係の
説明図である。 １，２，３……導体、４……誘導無線線路、５
……移動体搭載アンテナ、６……信号処理回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 一定の周期Ｐで波形形状に折り曲げられた３
   条の導体を線路長手方向にＰ／３ずつずらして配
   置してなる誘導無線線路が移動体の走行路に沿つ
   て布設されており、 この誘導無線線路を移動体搭載アンテナが形成
   する高周波磁界により励振し、 前記各導体間に誘起された電圧に基づいて移動
   体位置を周期的且つ連続的に検知する方式におい
   て、 角周波数ω₁の高周波電流およびこれを２逓倍
   することにより得られる角周波数ω₂の高周波電
   流を前記移動体搭載アンテナに通電し、 誘導無線線路端末において角周波数ω₁および
   ω₂についての隣接導体間の誘起電圧V₁₂（ｚ）、
   V₂₃（ｚ），V₃₁（ｚ）を選択的に受信し、前記各誘
   起電圧の包絡線をそれぞれV₁₂′（ｚ），V₂₃′（ｚ），
   V₃₁′（ｚ）としたとき、 角周波数ω₂についての前記誘起電圧と、角周
   波数ω₁についての前記誘起電圧を２逓倍するこ
   とにより得られた電圧との位相差φ₁₂，φ₂₃，φ₃₁
   が、 −π／２≦φ₁₂、φ₂₃、φ₃₁≦π／２ にあるときは、 V₁₂′（ｚ）、V₂₃′（ｚ）、V₃₁′（ｚ）＞０ と判定し、 π／２≦φ₁₂、φ₂₃、φ₃₁≦3π／２ にあるときは、 V₁₂′（ｚ）、V₂₃′（ｚ）、V₃₁′（ｚ）＜０ と判定し、 誘導無線線路端末から移動体搭載アンテナまで
   の距離ｚを、 ｚ＝（Ｐ／2π）tan^-1｛（√３２）（V₂₃′（ｚ）
   − V₃₁′（ｚ））｝／｛V₁₂′（ｚ）−（１／２）
   （V₂₃′（ｚ） ＋V₃₁′（ｚ））｝ に基づいて算出することにより、 一定周期Ｐでもつて移動体の位置を周期的且つ
   連続的に検出することを特徴とする移動体位置検
   知方式。