JPH0235269B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の対象］ 本発明は誘導無線を利用して移動体の位置を連
続的に検知する方式に関するものである。

［発明の背景］ 例えば、リニアモーターカーの自動運転におい
ては、走行路に沿つて一定間隔に配置されたモー
ター極（推進コイル）の極間距離の範囲内で常時
地上においてその車体位置を検知し、これに応じ
て界磁電流の周波数、振幅、位相を合理的に調整
することが、この車両の円滑な運転に不可欠な要
請とされている。

現在、この要請に応える手段として提案されて
いるもののうち最も代表的な方式を第１図および
第２図に基づいて説明する。

第１図において、１，２，３はそれぞれ導体、
４は導体１，２，３により形成される誘導無線線
路、５は移動体塔載アンテナである。

各導体１，２，３は平面上に周期Ｐ（モーター
極間距離の２倍）でもつて波形形状に折り曲げら
れ、Ｐ／３ずつずらして敷設されているので、線
路４全体としては周期Ｐの繰り返し構造となつて
いる。アンテナ５としては、枠型ループコイルが
用いられ、これを50〜200KHzの高周波電流によ
り励振すると、アンテナ５により形成される磁界
は線路４に鎖交して各導体１，２，３の間に電圧
が誘起される。

線路４の起点からアンテナ５（車体）までの距
離をｚとすれば、アンテナ５の寸法、アンテナ５
と線路４との離隔距離を適当に選択することによ
り、各導体１，２，３の間の誘導電圧をｚについ
て正弦波状とすることができる。

いま、線路４の端末における導体１と２，２と
３，３と１間の電圧をそれぞれV12（ｚ）、V23
（ｚ）、V31（ｚ）とすれば、 V12（ｚ）＝ｋ cos2πz／Ｐ・e^-〓^z V23（ｚ）＝ｋ cos2π（ｚ＋Ｐ／３）／Ｐ・e^-〓^z V31（ｚ）＝ｋ cos2π（ｚ＋2P／３）／Ｐ・e^-〓^z
………(1) と現わすことができる。

ここで、ｋ：常数、γ：線路の伝搬常数でγ＝
α＋jβ（α：線路の減衰常数、β：線路の位相常
数）である。

ここで、V12（ｚ）、V23（ｚ）、V31（ｚ）に次の
信号処理を施し、正相電圧Vp（ｚ）および逆相電
圧Vn（ｚ）を得たものとする。

Vp（ｚ）＝V12（ｚ）＋e^-j2〓^/3V23（ｚ） ＋e^j2〓^/3V31（ｚ） Vn（ｚ）＝V12（ｚ）＋e^j2〓^/3V23（ｚ） ＋e^-j2〓^/3V31（ｚ） ………(2) (1)式を(2)式に代入して整理すると、 Vp（ｚ）＝（3/2）ke^(-j2〓^z/P)-〓^z Vn（ｚ）＝（3/2）ke^(j2〓^z/P)-〓^z ………(3) Vp（ｚ）およびVn（ｚ）の位相差をΦとすれ
ば、 Φ＝∠Vp（ｚ）−∠Vn（ｚ）＝4πz／Ｐ ………(4) ここで、∠：偏角を意味する記号である。

すなわち、Φは第２図に示すようにｚがＰ／２
増加する毎に直線的に2πの増加を示すことにな
り、Φの測定を通じ、アンテナ（車体）位置を
Ｐ／２の周期で連続的に測定することができる。

また、次のように、V12（ｚ）、V23（ｚ）、V31
（ｚ）の絶対値のみを利用して検知することもで
きる。線路始端で各導体間の誘起電圧を直線検波
してその包絡線の絶対値を求め、その自乗値を求
めれば、 ｜V12（ｚ）｜²＝k²cos²2πz／Ｐ＝k²（１＋cos4πz／
Ｐ） ｜V23（ｚ）｜²＝k²［１＋cos4π（ｚ＋Ｐ／３）／ｐ］
＝k²［１＋cos｛（4πz／Ｐ）−2π／３｝］ ｜V31（ｚ）｜²＝k²［１＋cos4π（ｚ＋2p／３）／Ｐ］
＝k²［１＋cos｛（4πz／Ｐ）＋2π／３｝］………(5) いま、角周波数ωoの搬送波を(5)式の各々の値
で変調し、これらの値をそれぞれVu（ｚ）、Vv
（ｚ）、Vw（ｚ）とすると、 Vu（ｚ）＝k²（１＋cos4πz／Ｐ）・e^j〓^ot Vv（ｚ）＝k²［１＋cos｛（4πz／Ｐ）−2π／３｝］・
e^j〓^ot Vw（ｚ）＝k²［１＋cos｛（4πz／Ｐ）＋2π／３｝］・
e^j〓^ot ………(6) となる。

いま、(6)式の各々の電圧に信号処理を施し、正
相電圧Vp′（ｚ）および逆相電圧Vn′（ｚ）を得る。

Vp′（ｚ）＝Vu（ｚ）＋e^-j2〓^/3Vv（ｚ） ＋e^j2〓^/3Vw（ｚ） Vn′（ｚ）＝Vu（ｚ）＋e^j2〓^/3Vv（ｚ） ＋e^-j2〓^/3Vw（ｚ） ………(7) (6)式および(7)式から次式が得られる。

Vp′（ｚ）＝（2/3）k²e^(-j4〓^z/P)+j〓^ot Vn′（ｚ）＝（2/3）k²e^(j4〓^z/P)+j〓^ot ………(8) Vp′（ｚ）、Vn′（ｚ）と搬送波電源から導かれる
基準信号との位相を比較することにより次式が得
られる。

Φ′＝∠Vn′（ｚ）−∠e^j〓^ot ＝−（∠Vp′（ｚ）−∠e^j〓^ot） ＝4πz／Ｐ ………(9) すなわち、(4)式と全く同じ結果が得られ、車体
位置をＰ／２の周期で連続的に測定することがで
きる。

(9)式の関係は上述のようにアナログ的方法のみ
ならず、次のようにデイジタル的方法からも求め
ることができる。

(5)、(6)、(7)式から直に、 Vp′＝［｛｜V12（ｚ）｜²−（1/2）｜V23（ｚ）｜²
−（1/2）｜V31（ｚ）｜²｝ −ｊ（√3/2）・｛｜V23（ｚ）｜²−｜V31（ｚ）｜
²｝］・e^j〓^ot Vn′＝［｛｜V12（ｚ）｜²−（1/2）｜V23（ｚ）｜²
−（1/2）｜V31（ｚ）｜²｝ ＋ｊ（√3/2）・｛｜V23（ｚ）｜²−｜V31（ｚ）｜
²｝］・e^j〓^ot……(10) (9)および(10)式から次式が得られる。

（4π／ｐ）ｚ＝∠Vn′（ｚ）−∠e^j〓^ot＝tan^-1［（√
3/2）｛｜V23（ｚ）｜² −｜V31（ｚ）｜²｝／｛｜V12（ｚ）｜²（1/2）（｜V
23（ｚ）｜²＋｜V31（ｚ）｜²）｝］………(11) すなわち、隣接導体間の電圧を直接検波するこ
とにより得られた｜V12（ｚ）｜、｜V23（ｚ）｜、｜
V31（ｚ）｜をAD変換器によりデイジタル量に変
換し、これを(11)式にもとずいてコンピユータによ
りデイジタル処理することにより、移動体位置ｚ
を知ることができる。

しかしながら、上記のような方式には次のよう
な欠点がある。

すなわち、各導体１，２，３の周期Ｐはリニア
モーターカー極間距離の２倍に等しくちらなけれ
ばならないが、リニアモーターカーの実用機では
モーター極間距離は約６ｍになるものと予想され
ており、従つて導体周期Ｐは約12ｍとしなければ
ならなくなる。

このため、線路４の製造が困難となり、高価と
なる恐れがある。

また、この方式を実現するためには、(1)式に示
ように各導体間の誘起電圧がｚについて純粋な正
弦波状となることが必要であり、このためアンテ
ナ５の長さＬはＰ／７〜Ｐ／５（Ｐ＝12ｍの場合
は1.7〜2.4ｍ）と極めて大きくなる。アンテナを
車体に取り付ける場合、車体を流れる渦電流の影
響を避けるため車体に切欠部を設けなければなら
ないが、これが大きな寸法となることは車体の機
械的強度上からも好ましくない。

本発明者は上記のような問題を解決するため
に、第１図に示すような３本の導体よりなる誘導
無線線路に並行して直線状導体を設けた位置検知
方式を考案したので、この方式について第３図に
より説明する。

第３図において、導体１，２，３は周期Ｐ（モ
ーター極間距離の２倍）でもつて波形形状に折り
曲げられ、かつＰ／３ずつずらして配置され、導
体６は導体１，２，３と並行して直線上に配置さ
れることによつて誘導無線線路４′が形成されて
いる。なお、７，８，９，１０はそれぞれ各回線
の特性インピーダンスと整合をとるための終端抵
抗である。アンテナ５を高周波電流により励振す
ることにより、各導体１，２，３，６の間に電圧
が誘起される。線路４′の始端において導体１と
６，２と６，３と６の間に現われる電圧をそれぞ
れV10（ｚ）、V20（ｚ）、V30（ｚ）とすると、 V10（ｚ）＝k1（１＋k2cos2 πz／Ｐ
）e^-〓^z V20（ｚ）＝k1［＋k2cos2 π（ｚ＋Ｐ
／３）／Ｐ］e〓^z V30（ｚ）＝k1［１＋k2cos π（ｚ＋2
P／３）／Ｐ］e^-〓^z………(12) ここで、k1、k2：常数。

K1＞k2となることは第３図から明らかであり、
(12)式右辺の（ ）または［ ］内の値はｚの任意
の値について常に正である。

いま、線路１５の始端で上記の電圧を直線検波
し、その包絡線を求めると次式のようになる。

｜V10（ｚ）｜＝k1（１＋k2cos2 πz／Ｐ）e
〓^z ｜V20（ｚ）｜＝k1［１＋k2cos2 π（ｚ＋Ｐ
／３）／Ｐ］・e^-〓^z ｜V30（ｚ）｜＝k1［１＋k2cos2 π（ｚ＋2P
／３）／Ｐ］・e^-〓^z………（13） ここで、角周波数ωoの新たな搬送波を（13）
式の各々の電圧で変調しそれぞれをVu″（ｚ）、
Vv″（ｚ）、Vw″（ｚ）とすると次式のようになる。

Vu″（ｚ）＝｜V10（ｚ）｜e^j〓^ot＝k1（１＋k2cos2
πz／Ｐ）・e^-〓^z+j〓^ot Vv″（ｚ）＝｜V20（ｚ）｜e^j〓^ot＝k1［１＋k2cos2
π（ｚ＋Ｐ／３）／Ｐ］・e^-〓^z+j〓^ot Vw″（ｚ）＝｜V30（ｚ）｜e^j〓^ot＝k1［＋k2cos2 π
（ｚ＋2P／３）／Ｐ］・e^-〓^z+j〓^ot………（14） これらの電圧に次の信号処理を施し、正相電圧
Vp″（ｚ）および逆相電圧Vn″（ｚ）を導く。

Vp″（ｚ）＝Vu″（ｚ）＋e^-j2〓^/3Vv″（ｚ） ＋e^j2〓^/3Vw″（ｚ） Vn″（ｚ）＝Vu″（ｚ）＋e^j2〓^/3Vv″（ｚ） ＋e^-j2〓^/3Vw″（ｚ） ………（15） （14）式および（15）式から直ちに次式が得ら
れる。

Vp″（ｚ）＝（3/2）k1・k2・ e^-〓^z+(j2 〓^z/P)+j〓^ot Vn″（ｚ）＝（3/2）k1・k2・ e^-〓^z-(j2 〓^z/P)+j〓^ot ………（16） Vp″（ｚ）またはVn″（ｚ）と搬送波電源から導
かれる基準位相信号を比較することにより次式の
Φ″を求めることができる。

Φ″＝∠Vp″（ｚ）−∠e^j〓^ot ＝−（∠Vn″（ｚ）−∠e^j〓^ot）＝2πz／Ｐ
………（17） すなわち、Φ″の測定を通じ、移動体位置ｚを
Ｐの周期で連続的に知ることができる。

また、Φ″は次のデイジタル的方法により求め
ることができる。

（14）式〜（17）式から直ちに次式が得られ
る。

（2π／Ｐ）ｚ＝Φ″＝tan^-1［（√3/2）｛−｜V20（ｚ
）｜＋｜V30（ｚ）｜｝／｛｜V10（ｚ）｜ −（1/2）（｜V20（ｚ）｜＋｜V30（ｚ）｜）｝］…
……（18） すなわち、V10（ｚ）、V20（ｚ）、V30（ｚ）を包
絡線検波することにより｜V10（ｚ）｜、｜V20
（ｚ）｜、｜V30（ｚ）｜を求め、これらの量をAD変
換器によりデイジタル量に変換し、（18）式右辺
の演算をデイジタル的に処理することにより
Φ″を求め、これによつて移動体位置ｚをＰの周
期で連続的に知ることができる。

このように第３図の方式によれば、移動体の位
置検知周期は誘導無線線路の導体形状の周期Ｐと
等しくすることができ、第１図の方式に比して極
めて有利である。

しかしながら、本発明者の検討によると、この
方式は誘導無線線路が比較的短かい場合は有効で
あるが、長くなつた場合には問題があることが新
たに指摘された。

すなわち、線路４′の始端における電圧V10
（ｚ）、V20（ｚ）、V30（ｚ）を（12）式では正相
（逆相）回線の伝播常数と零相回線のそれとは相
等しいものとして求めてきたが、線路４′が長く
なり、線路始端から移動体までの距離ｚが大きく
なると、これら回線の伝播常数の差の影響は無視
できなくなる。

この理由は次のように説明できる。

いま、 γ：正相および逆相回線の伝播常数 γo：零相回線の伝播常数 Δγ＝γ−γo とすれば、電圧V10（ｚ）、V20（ｚ）、V30（ｚ）は
次ように書くことができる。

V10（ｚ）＝k1｛e^-〓^oz＋k2cos（2πz／Ｐ）・e^-〓^z
｝＝k1e^-〓^oz｛１＋k2cos（2πz／Ｐ）・e^-〓〓^z｝ V20（ｚ）＝k1e^-〓^oz｛１＋k2cos2 π（ｚ＋Ｐ／３）
／Ｐ・e^-〓〓^z｝ V30（ｚ）＝k1e^-〓^oz｛１＋k2cos2 π（ｚ＋2P／３）
／Ｐ・e^-〓〓^z｝……（19） ここで、γ＝α＋jβ、γo＝αo＋jβo、Δγ＝Δα
＋jΔβとおき、これを（19）式に代入して｜V10
（ｚ）｜を求めてみると次式のようになる。

｜V10（ｚ）｜＝k1e^-〓^oz｛１＋2k2e^-〓〓^z・cosΔβzc
os（２ πz／Ｐ）＋k2²e^-2〓〓^z ・cos²2πz／Ｐ｝^1/2＝k1e^-〓^oz｛（１＋k2e^-〓〓^z・
cos2πz／Ｐ）² −2k2e^-〓〓^z（１−cosΔβz）・cos2πz／Ｐ｝^1/2…
……（20） （20）式の右辺の根号の中は、Δβ＝Ｏでない
限り完全平方の形とならず、｜V10（ｚ）｜には偶
数次の高調波が含まれることがわかる。｜V20
（ｚ）｜、｜V30（ｚ）｜についても同様である。こ
のように偶数次の高調波が含まれることにより、
位置検知精度が低下することになる。

［発明の目的］ 本発明は移動体に位置検知周期を線路の導体周
期と等しくすることができ、これをリニアモータ
ーカーの自動運転に適用した場合には導体周期Ｐ
をモーター極間距離と等しくすることができ、ま
た車上アンテナを小型化できると共に線路の製造
を容易化でき、更には線路が長尺になつた場合で
も位置検知精度の低下を防止できる移動体位置検
知方式の提供を目的とするものである。

［発明の概要］ 本発明の要点は、移動体の走行路に沿つて、Ｐ
の周期構造を有し、かつ各導体が長手方向にＰ／
３ずつずらして配置された３本の導体と、これら
３本の導体と並行した直線状導体とよりなる誘導
無線線路が敷設され、また移動体にはＰ／２の間
隔で２個のアンテナが塔載されており、２個のア
ンテナにそれぞれ異なる周波数f1、f2の交番電流
を通電することにより生ずる交番磁界でもつて上
記誘導無線線路を励振し、上記３本の各導体と直
線状導体との間に誘起される周波数f1についての
各電圧（これらをそれぞれV110（ｚ）、V120
（ｚ）、V130（ｚ）とする）および周波数f2につい
ての各電圧（これらをそれぞれV210（ｚ）、V220
（ｚ）、V230（ｚ）とする）を直線検波してその包
絡線を求め（上記各電圧に対応する包絡線をそれ
ぞれ｜V110（ｚ）｜、｜V120（ｚ）｜、｜V130（ｚ）
｜、｜V210（ｚ）｜、｜V220（ｚ）｜、｜V230（ｚ）｜
とする）、これらの量をそれぞれデイジタル量に
変換して、 V1e（ｚ）＝｜V110（ｚ）｜−｜V210（ｚ）｜ V2e（ｚ）＝｜V120（ｚ）｜−｜V220（ｚ）｜ V3e（ｚ）＝｜V130（ｚ）｜−｜V230（ｚ）｜ を求め、次いで ｚ＝（Ｐ／2π）tan^-1［（√3/2）｛−V2e（ｚ）＋V3e
（ｚ）｝ ／｛V1e（ｚ）−（1/2）（V2e（ｚ）＋V3e（ｚ））｝
］ の演算を行わしめることにより移動体の位置を周
期Ｐで連続的に検知することにある。

（V110（ｚ）とV210（ｚ）とは同一線間に誘起
される電圧とし、V120（ｚ）とV220（ｚ）、V130
（ｚ）とV230（ｚ）についても同様とする。） 本発明の原理を第４図に基いて説明する。第４
図において、１１，１２，１３，１４はそれぞれ
導体であつて、導体１１，１２，１３は周期Ｐで
もつて波形形状に折り曲げられ、かつＰ／３ずつ
ずらして配置され、導体１４は導体１１，１２，
１３と並行して直線状に配置されることによつて
誘導無線線路１５が形成されている。

１６−１，１６−２はそれぞれアンテナであつ
て、これらはＰ／２の間隔をおいて移動体上に固
定されている。

１７，１８，１９，２０はそれぞれ各回線の特
性インピーダンスと整合をとるための終端抵抗で
ある。

アンテナ１６−１および１６−２にそれぞれ周
波数f1およびf2の高周波電流を通電すると、導体
１１，１２，１３，１４間にはそれぞれ電圧が誘
起される。

線路１５の始端において導体１１と１４、１２
と１４、１３と１４の間に誘起される電圧を周波
数f1およびf2について選択受信してそれぞれ
V110（ｚ）、V210（ｚ）、V120（ｚ）、V220（ｚ）、
V130（ｚ）、V230（ｚ）を得、更にそれぞれを直
線検波して各々の絶対値を求め、次式の演算によ
つてV1e（ｚ）、V2e（ｚ）、V3e（ｚ）を導く。

V1e（ｚ）＝｜V110（ｚ）｜−｜V210（ｚ）｜ V2e（ｚ）＝｜V120（ｚ）｜−｜V220（ｚ）｜ V3e（ｚ）＝｜V130（ｚ）｜−｜V230（ｚ）｜
………（21） （21）式の右辺の演算は同じ波形を半周期
（Ｐ／２）ずらせ、その差を求めるものであり、
偶数次の高調波は完全に消滅し、（21）式の右辺
は殆ど完全な正弦波となるのでV1e（ｚ）、V2e
（ｚ）、V3e（ｚ）はそれぞれ次式のように現わす
ことができる。

V1e（ｚ）＝k3cos2πz／Ｐ V2e（ｚ）＝k3cos2π（ｚ＋Ｐ／３）／Ｐ V3e（ｚ）＝k3cos2π（ｚ＋2P／３）／Ｐ
………（22） k3：常数。

次に、角周波数ωoの新たな搬送波を（22）式
の各々の電圧で変調しそれぞれVu1（ｚ）、Vv1
（ｚ）、Vw1（ｚ）とすると次式のようになる。

Vu1（ｚ）＝k3cos2πz／Ｐ・e^j〓^ot Vv1（ｚ）＝k3cos2π（ｚ＋2π／３）／Ｐ・e^j〓^ot Vw1（ｚ）＝k3cos2π（ｚ−2π／３）／Ｐ・e^j〓^ot
………（23） これらの電圧に次の信号処理を施し、正相電圧
Vp1（ｚ）および逆相電圧Vn1（ｚ）を導くと次式
のように現わすことができる。

Vp1（ｚ）＝Vu1（ｚ）＋e^-j2〓^/3Vv1（ｚ） ＋e^j2〓^/3Vw1（ｚ） Vn1（ｚ）＝Vu1（ｚ）＋e^j2〓^/3Vv1（ｚ） ＋e^-j2〓^/3Vw1（ｚ） ………（24） （23）式および（24）式から直ちに次式が得ら
れる。

Vp1（ｚ）＝（3/2）k3e^j2〓^z/P Vn1（ｚ）＝（3/2）k3e^-j2〓^z/P ………（25） Vp1（ｚ）またはVn1（ｚ）と搬送波電源から導
かれる基準信号との位相を比較することにより次
式のΦ1（ｚ）を求めることができる。

Φ1（ｚ）＝∠Vp1（ｚ）−∠e^j〓^ot ＝−（∠Vn1（ｚ）−∠e^j〓^ot） ＝2πz／Ｐ ………（26） すなわち、Φ1（ｚ）の測定を通じ、移動体位置
ｚをＰの周期で連続的に知ることができる。

また、Φ1（ｚ）は次のデイジタル的方法により
求めることができる。

（23）〜（26）式から直ちに次式が得られる。

（2π／Ｐ）ｚ＝Φ1（ｚ）＝tan^-1［（√3/2）｛
−V2e（ｚ）＋V3e（ｚ）｝ ／｛V1e（ｚ）−（1/2）（V2e（ｚ）＋V3e（ｚ
））｝］……（27） すなわち、｜V110（ｚ）｜〜｜V230（ｚ）｜の値
をデイジタル量に変換し、（27）式の右辺の演算
をデイジタル的に処理することにより移動体位置
ｚをＰの周期で連続的に知ることができる。

本発明は各種移動体の位置検知に対して適用可
能であるが、特にリニアモーターカーの自動運転
に好適に採用され得る。

この場合、誘導無線線路はリニアモーターカー
の軌道に並行して導体を所定形状に敷設すること
により形成可能であるが、リニアモーターカーの
推進コイルを利用することもできる。

第５図はリニアモーターカーの推進コイルに並
行して直線状導体ｓを設けた例を示したものであ
る。矩形状のループコイルｕ，ｖ，ｗがモーター
極を形成しており、ループコイルｕ，ｖ，ｗに０
〜30Hz程度の正相または逆相の電流を通して進行
波磁界を形成せしめると、これが車上の電磁石に
作用して推力を生ずる。この推進コイルを形成す
る各ループコイルｕ，ｖ，ｗは、Ｐの周期構造を
有し、かつ長手方向にＰ／３ずつずらして配置さ
れる３本の導体、（第４図の１１，１２，１３）
に対応させて使用することにより、誘導無線線路
を構成することができる。

この場合、本発明のように二個のアンテナを用
いることにより偶数次の高調波成分を除去できる
ので、位置検知誤差を解消できることになる。

すなわち、第５図から明らかなように各ループ
コイルｕ，ｖ，ｗの長さL′はＰ／３以下であり、
このため各導体間の電圧はｚについて正弦波状と
はいえなくなる。例えば、V10（ｚ）とｚの関係
は第７図に示すように、アンテナがコイル真上を
通過するときはV10（ｚ）は極大値をとり、その
近傍では半正弦波に近い形となるが、隣接するコ
イルの中点で極小値をとり、その近傍では広い範
囲に亘り平坦な形を示すことになる。このよう
に、上下に非対称性の甚しい波形はフーリエ展開
すれば極めて大きな偶数次の高調波成分が含ま
れ、位置検知誤差の原因となるが、二個のアンテ
ナを用いることによりこの欠点を解消できる。

［発明の実施例］ 第４図および第６図に基いて本発明の一実施例
について説明する。

第６図は線路１５の端末に接続された信号処理
装置の構成例を示したものであり、２１−１ａ，
２１−２ａ，２１−３ａ，２１−１ｂ，２１−２
ｂ，２１−３ｂは帯域通過炉波器、２２−１ａ，
２２−２ａ，２２−３ａ，２２−１ｂ，２２−２
ｂ，２２−３ｂは検波器、２３−１ａ，２３−２
ａ，２３−３ａ，２３−１ｂ，２３−２ｂ，２３
−３ｂはAD変換器、２４はデイジタルコンピユ
ータ、２５はデイジタル変換装置である。

周波数f1およびf2の高周波電源（図示せず）で
それぞれ励振されたアンテナ１６−１および１６
−２により磁界が形形成されると、この磁界によ
り各導体１１，１２，１３，１４間にはそれぞれ
の周波数に対応した電圧が誘起される。

ここでは、導体１１と１４，１２と１４，１３
と１４の間に誘起される各周波数の電圧は、線路
１５の端末に設置された第６図の信号処理装置に
よつて選択受信され次のような信号処理が行われ
る。

導体１１と１４間の周波数f1についての電圧
V110（ｚ）は帯域通過炉波器２１−１ａによつて
雑音電圧が除去され、次いで検波器２２−１ａに
よつて直線検波されAD変換器２３−１ａに導か
れる。導体１２と１４間の電圧V120（ｚ）および
導体１３と１４間の電圧V130（ｚ）も同様に帯域
通過炉波器２１−２ａ，２１−３ａ、検波器２２
−２ａ，２２−３ａを通つてAD変換器２３−２
ａ，２３−３ａに導かれる。また、周波数f2につ
いての電圧V210（ｚ）、V220（ｚ）、V230（ｚ）も
同様に帯域通過炉波器２１−１ｂ，２１−２ｂ，
２１−３、検波器２２−１ｂ，２２−２ｂ，２２
−３ｂを経てAD変換器２３−１ｂ，２３−２
ｂ，２３−３ｂに導かれる。AD変換器２３−１
ａ〜２３−３ｂにおいてデイジタル量に変換され
た信号はデイジタルコンピユータ２４に導かれ
る。

デイジタルコンピユータ２４において（21）式
におけるV1e（ｚ）、V2e（ｚ）、V3e（ｚ）を求める
演算および（27）式における位相角Φ1（ｚ）を求
める演算がデイジタル的に処理され、その結果は
デイジタル表示器２５によつて表示される。

本発明において使用される誘導無線線路の導体
形状として、第４図においては梯形波状のもの、
第５図においては矩形状コイルを連鎖的に接続し
たものをあげたが、導体形状は三角波状または矩
形波状のものであつてもよい。また、第４図およ
び第５図に示されるような平形の構造に限られる
ものではなく、螺施状の形状のものであつてもよ
い。

また、本発明の適用例としてリニアモーターカ
ーをあげて説明したきたが、これに限定されるも
のではなく、鉄道車両、各種新交通システム、ク
レーン、搬送台車のように一定走行路に沿つて移
動する移動体の位置検知に広く適用可能である。

［発明の効果］ 以上説明してきた通り、本発明によれば移動体
位置の検知周期は誘導無線線路の導体形状の周期
Ｐと等しくすることができるようになる。すなわ
ち、検知周期がＰ／２となる従来方式に比較し
て、導体周期を1/2としても同一の検知周期を得
ることができる。このため、線路の製造が容易と
なり、線路の価格を低減することができる。ま
た、導体の周期が短縮すれば、これに比例して移
動体塔載アンテナの寸法の小型化が可能となり、
アンテナの車体への取り付けが容易となると共
に、車体に大きな切欠部を設ける必要がなくなり
車体強度に関する不安も解消する。

また、本発明は周波数f1およびf2のそれぞれの
電圧についての差を求めるものであり、これによ
つて偶数次の高調波成分を除去でき、位置検知誤
差を解消できる。

本発明をリニアモーターカーの位置検知に応用
する場合には、その地上推進コイルを位置検知用
の誘導無線線路として多目的に利用することが可
能となり、システム構成の経済化に大きく寄与す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の説明図、第２図は移動体位
置ｚと位相差との関係の説明図、第３図は本発明
と同様な誘導無線線路を用い、アンテナを一個使
用した位置検知方式の説明図、第４図は本発明の
原理および一実施例の説明図、第５図はリニアモ
ーターカーの地上推進コイルを本発明の誘導無線
線路として使用する場合の概略説明図、第６図は
本発明に使用される信号処理装置の一実施例の説
明図、第７図は導体間に誘起される電圧の波形の
説明図である。 １１，１２，１３：導体、１４：直線状導体、
１５：誘導無線線路、１６−１，１６−２：移動
体塔載アンテナ、２１−１ａ，２１−２ａ，２１
−３ａ，２１−１ｂ，２１−２ｂ，２１−３ｂ：
帯域通過炉波器、２２−１ａ，２２−２ａ，２２
−３ａ，２２−１ｂ，２２−２ｂ，２２−３ｂ：
検波器、２３−１ａ，２３−２ａ，２３−３ａ，
２３−１ｂ，２３−２ｂ，２３−３ｂ：AD変換
器、２４：デイジタルコンピユータ、２５：デイ
ジタル表示器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 移動体の走行路に沿つて、Ｐの周期構造を有
   し、かつ各導体が長手方向にＰ／３ずつずらして
   配置された３本の導体と、これら３本の導体と並
   行した直線状導体とよりなる誘導無線線路が敷設
   され、また移動体にはＰ／２の間隔で２個のアン
   テナが塔載されており、２個のアンテナにそれぞ
   れ異なる周波数f1、f2の交番電流を通電すること
   により生ずる交番磁界でもつて上記誘導無線線路
   を励振し、上記３本の各導体と直線状導体との間
   に誘起される周波数f1についての各電圧（これら
   をそれぞれV110（ｚ）、V120（ｚ）、V130（ｚ）と
   する）および周波数f2についての各電圧（これら
   をそれぞれV210（ｚ）、V220（ｚ）、V230（ｚ）と
   する）を直線検波してその包絡線を求め（上記各
   電圧に対応する包絡線をそれぞれ｜V110（ｚ）｜、
   ｜V120（ｚ）｜、｜V130（ｚ）｜、｜V210（ｚ）｜、｜
   V220（ｚ）｜、｜V230（ｚ）｜とする）、これらの量
   をそれぞれデイジタル量に変換して V1e（ｚ）＝｜V110（ｚ）｜−｜V210（ｚ）｜ V2e（ｚ）＝｜V120（ｚ）｜−｜V220（ｚ）｜ V3e（ｚ）＝｜V130（ｚ）｜−｜V230（ｚ）｜ を求め、次いで ｚ＝（Ｐ／2π）tan^-1［（√3/2）｛−V2e（ｚ）＋V3
   e（ｚ）｝／｛V1e（ｚ）−（1/2）（V2e（ｚ）＋V3e（
   ｚ））｝］ の演算を行わしめることにより移動体の位置を周
   期Ｐで連続的に検知することを特徴とする移動体
   位置検知方式。 （V110（ｚ）とV210（ｚ）とは同一線間に誘起さ
   れる電圧とし、V120（ｚ）とV220（ｚ）、V130
   （ｚ）とV230（ｚ）についても同様とする。）