JPS62158Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は放電灯点灯装置に関する。

放電灯点灯装置として、高周波変換回路を用い
た高周波点灯が知られている。高周波点灯は商用
周波の様な低周波点灯に比べて発光効率がよく、
中でも振巾が一定である高周波点灯は最も効率の
よいことが知られている。その一例として３相電
源の各相に高周波変換回路を接続し、各高周波出
力を直列に合成するといつた回路構成を持つ高周
波点灯装置があり、第１図にこの種の従来の高周
波点灯装置の回路図を示す。

第１図において、高周波変換回路２，３，４は
３相電源１の各相間電圧を入力とし、その変換周
期は他励式によつて高周波変換回路の各々のトラ
ンジスタ対のオン・オフを制御している。各々の
高周波変換回路２，３，４の出力は発振トランス
５，６，７の２次巻線が各々直列接続され、その
合成出力は振巾がほぼ一定となる高周波出力とな
り、これによつて放電灯８は電流制限要素９を介
して点灯する。ここで、一次側出力として高周波
変換回路の共振コンデンサ１０の電圧・電流の関
係は、仮に高周波変換回路が単一であれば（例え
ば２だけ）他励振動と同一周期で、第２図イに示
すごとく電圧は正弦波振動を行ない、また電流は
電圧より位相がπ／２進んだ波形となる。

しかし実際には高周波変換回路が３つ存在し、
またその入力としても３相電源１の各相電圧を用
いていることにより、入力電圧の位相は２π／３
ずつ遅れている。そのために、高周波変換回路２
の共振コンデンサ１０に流れる電流は、トランジ
スタ対１１，１２の１１がオフ、１２がオン状態
であれば、１次電流が第３図のイのような向きに
流れる。この電流は、前記単一高周波変換回路で
も同様であり、この電流は高周波変換回路２の入
力電圧によつて１次巻線の両端子間に電圧が誘起
され、この電圧を誘起するために鉄心内の磁束を
確立するために必要な励磁電流と、２次回路に電
流が流れることによつて２次側巻線の起磁力を打
ち消すだけの起磁力を生ずるように流れる平衡電
流との和である。そこで、第１図に示した回路で
は高周波変換回路２の共振コンデンサ１０には高
周波変換回路３，４の２次電流i₂，i₃が、高周波
変換回路２の２次回路を流れることによつて、そ
のために発生する起磁力を打ち消すだけの起磁力
が１次回路に流れる。すなわち、これは電流（i₂
＋i₃）による磁束打ち消し電流であり、その電流
は第３図ロのように流れる。

かくして、共振コンデンサ１０には、第３図中
に示した如きイ，ロの電流が互いに逆方向に流
れ、電流は第２図ロのような関係になり、それに
伴ない電圧波形も、他励周期よりも短かい周期で
振動し、電圧ゼロ期間すなわち休止期間が発生す
ることになる。この時、高周波変換回路２のトラ
ンジスタ１２のコレクタ電流と共振コンデンサ１
０の電圧波形の関係は第４図のようになる。この
ように休止期間が存在するのは、高周波変換回路
２の入力電圧半サイクル全領域ではなく、入力電
圧の瞬時値が小さい位相時である。

第５図に各高周波変換回路の入力電圧の関係を
示す。ここで、ｕ，ｖ，ｗはそれぞれ第１図の高
周波変換回路２，３，４の入力電圧とする。第５
図で位相t₁時は高周波変換回路２の入力電圧ｕは
最大となつており、それにより１次巻線に誘起さ
れる電圧も高く、励磁電流と平衡電流の和すなわ
ち第３図におけるイの電流も大きい。それに対し
て高周波変換回路３，４では、入力電圧ｖ，ｗは
ピーク値の半分であるため、２次電流（i₂＋i₃）は
小さく、高周波変換回路２の（i₂＋i₃）による、磁
束打ち消し電流すなわち第３図におけるロは小さ
い。よつて、共振コンデンサに流れる電流イ−ロ
は大きく、それに伴ないコンデンサ電圧も高く、
周期も長い。すなわちこの位相時には、第４図の
ようにコンデンサ電圧波形に休止期間が存在しな
い。一方、第５図の位相t₂時には、高周波変換回
路２の入力電圧ｕはゼロであり、第３図で示した
イの電流は流れない。これに対し、高周波変換回
路３，４では入力電圧はピークの√３／２と大き
く、高周波変換回路２での（i₂＋i₃）による磁束打
ち消し電流は大きい。よつて、コンデンサに流れ
る電流は小さく、同様にコンデンサ両端電圧の周
期も小さく休止期間が存在し、第４図のようにな
る。

従つて、３相高周波変換回路では入力電圧瞬時
値の大きい位相で、コンデンサ電圧に休止期間が
存在しなくても、入力電圧が小さい位相時では共
振周期が変わり休止期間が存在するのである。ま
た、休止期間をなくすために、共振コンデンサの
容量を増やして周期を大きくすれば入力電圧が小
さい位相時に休止期間はなくなるが、逆に入力電
圧が大きい位相時にコンデンサ電圧の振動周期す
なわち共振周期が同期回路の周期よりも大きくな
り、コンデンサ電圧が立ち切れ現象を生じコレク
タ損失増大等によつてトランジスタが破壊すると
いつた問題が生じる。また、コレクタ電流ｉ_cの
逆電流を阻止しようとすると、例えば、第３図で
トランジスタ１１のコレクタに順方向にダイオー
ド等の単方向整流素子を挿入すればよいが、逆電
流が流れないことによつて出力トランスの磁束が
飽和し、それを防ぐためには出力トランスの１次
巻線やコアの断面積を増大させるといつた対策が
必要であり、トランス形状が大となり大きな欠点
となる。ここで、このコレクタ逆電流は回路内を
どのように流れるかというと、このコレクタ逆電
流が流れるのは、前述したように、コンデンサ電
圧波形の休止期間であり、またトランジスタの状
態は第３図でトランジスタ１１はオフ、トランジ
スタ１２はオンである。それ故、トランジスタ１
２のコレクタ→エミツタを導通して、トランジス
タ１１のベース→コレクタ逆電流となる。すなわ
ち、休止期間が存在する時、その期間においてオ
フしているトランジスタのベース・コレクタに逆
電流が流れるのである。しかし、通常、トランジ
スタのベース・コレクタに逆電流を流すといつた
使い方はせず、トランジスタの規格上も、この逆
電流は全く保障されていない。よつて上記従来の
３相高周波変換回路では、トランジスタの信頼
性、言い換えれば回路動作の安定性に問題があり
欠点となつている。

本考案は上記の点に鑑み提案されたものであ
り、３相電源の各相にプツシユプル形インバータ
を接続し、各高周波出力を直列に合成することに
より振巾がほぼ一定な高周波を得、電流制限要素
を介して接続した放電灯を点灯させる放電灯点灯
装置において、動作中、プツシユプル形インバー
タにある発振トランジスタのベース・コレクタ逆
電流を防ぎ、トランジスタの信頼性を向上させ安
定した回路動作を可能とするような放電灯点灯装
置を提供することを目的とする。

以下、本考案の実施例を示す図面に従つて本考
案を説明する。

第６図は本考案の一実施例を示したもので、各
トランジスタ対にダイオードのような整流素子Ｄ
を並列に逆方向に接続している点が特徴となつて
いる。これによつて、共振コンデンサの休止期間
にトランジスタのベース・コレクタに流れる電流
は、トランジスタの出力側から、トランジスタの
エミツタには入らず整流素子を流れて、トランジ
スタの入力側すなわちコレクタの方へ流れること
になる。この整流素子の働きによつてトランジス
タのベース・コレクタへの逆電流は全く流れなく
なり、休止期間中第６図破線のように電流は流れ
る。（S₁OFF，S₂ON状態）その他の回路の動作
状態は従来例と全く同一であるため、重複を避け
る意味でその説明は省略する。

以上のように本考案の放電灯点灯装置にあつて
は、３相高周波変換回路内の各トランジスタ対と
並列に逆方向に整流素子を設けることによつて、
３相高周波変換回路動作の本質である、２次電流
に起因した磁束打ち消し電流によるトランジスタ
のベース・コレクタ逆電流を上記整流素子に流す
ことによつて阻止し、トランジスタの信頼性を向
上させると共に、本来の動作すなわち３相高周波
変換回路の出力電圧として振巾がほぼ一定な高周
波出力が得られ高効率を得ることができる点をそ
こなうことがなく、大きな効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の放電灯点灯装置の回路図、第２
図乃至第５図はその動作説明図、第６図は本考案
の一実施例を示す回路図である。 １……３相交流電源、２，３，４……高周波変
換回路（インバータ）、５，６，７……出力トラ
ンス、８……放電灯、S₁，S₂……トランジスタ、
Ｄ……整流素子、９……電流制限要素。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. ３相電源の各相間電圧を各々入力とし、該３相
   間電圧を全波整流し、該整流出力に接続した一対
   のトランジスタの交互のスイツチング動作によ
   り、高周波電圧を発生する３相の高周波変換回路
   の出力端を直列接続し、ほぼ一定な高周波出力電
   圧を得、該高周波出力電圧で放電灯を点灯する放
   電灯点灯装置において、該トランジスタのコレク
   タ・エミツタ間に逆方向に整流素子をバイパスさ
   せ、該高周波変換回路の入力電圧の瞬時値が小さ
   い位相時において、該トランジスタのベース・コ
   レクタに発生する逆電流を阻止する事を特徴とし
   た放電灯点灯装置。