JPS62203560A - 定電流発生器のためのスタ−ト制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は１例えば、定電流コンバータのような定電流発
生器を起動（スタート）するためのスタート制御回路に
関する。

〔従来の技術〕

定電流発生器は１例えば、ビリー・ハロルド・ハミルト
ン（Ｂｉｌｌｙ　Ｈａｒｏｌｄ　Ｈａｍｉｌｔｏｎ）等
に発行された米国特許第３，８１８，３０７号に開示さ
れている。それてよれば、定電流発生器は、出力一定電
流を、該定電流発生器に接続された負荷に供給すべく、
制御回路によって制御される。即ち、定電流発生器は、
スタート制御回路によってスタートされた後に、定電流
を発生している定常状態に前記制御回路によって維持さ
れる。この目的のため（で、前記制御回路は、パルス幅
変調器（Ｐｕ１ｓｅＷｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ　
）を含んでいる。しかしながら。

上記米国特許は、パルス幅変調器が定常状態において動
作しているが、定電流発生器のためのスタート制御回路
には無関係である。

他方、特開昭５８−６６５７７号公報には、上述のごと
きスタート制御回路が開示されている。

このスタート制御回路は、定電流発生器にスタート信号
を供給するためのものである。

図面を参照して後述するように、上記公開公報に開示さ
れたこのスタート制御回路は、零から一定電流まで徐々
に立上る出力電流を、定電流発生器に発生させることが
できる。一般にそのような徐々なる立上りはソフトスタ
ートと呼ばれる。このように、定電流発生器が使用され
たとき、出力電流が零から立上るので、出力電流を負荷
にサージなく供給することができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ここで、そのような定電流発生器は、異なる負荷をもち
それ故異なるレベルの一定電流を必要とする種々の通信
システムに適用される。この際には、上記公開公報に開
示されたスタート制御回路は種々の通信システムに適合
されるように変更されなければならない。従って、その
ような異なる要求に応じるためには１種々の種類のスタ
ート制御回路を用意しなければならない。

従って１本発明の目的は、多種の負荷に適合させること
が可能な、定電流発生器のだめのスタート制御回路を提
供することにある。

本発明の他の目的は９本発明についての説明が准むにつ
れ明らかになろう。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明が適用され得るスタート制御回路は、定電流発生
器にスタート信号を与えることにより。

該定電流発生器にその出力電流を負荷に供給させ。

前記出力電流が負荷を通ることによる負荷電流を一定電
流に到達させるものである。このスタート制御回路は、
前記負荷電流を検出し、該負荷電流に対応した検出電圧
を出力する検出手段と、零から一正電圧筐まで変化する
制御電圧を、該制御電圧の上昇に応じてパルス繰返し周
期が減少する第１のパルス列に変換する変換手段と、前
記制御電圧を受け、前記第１のパルス列を、前記制御電
圧の前記上昇に応じてパルス幅が増大する第２のパルス
列に処理し出力する処理手段と、該第２のパルス列を前
記定電流発生器に前記スタート信号として供給する手段
とを含んでいる。本発明によれば、前記スタート制御回
路は、零から所定の基準電圧まで徐々に立上る直流基準
電圧を発生する基準電圧発生手段と、前記検出電圧と前
記直流基準電圧とを受け、該検出電圧と該直流基準電圧
との誤差を増幅し、増幅された電圧を出力する誤差増幅
手段と、前記増幅された電圧を前記変換回路及び前記処
理回路に前記制御電圧として出力する手段とを含んでい
る。

〔実施例〕

次に本発明について図面を参照して説明する。

まず１本発明のよりよき理解のために、第４図を参照し
て、従来のスタート制御回路２１について説明する。こ
のスタート制御回路２１は、上記公開公報に開示された
スタート制御回路と実質的に同じものである。スタート
制御回路２１は、定電流発生器２２に出力信号工。を負
荷２３に対して供給させるべく、スタート信号を定電流
発生器２２に送出するためのものである。

定電流発生器２２は、いわゆるプッシュプル形の直列共
振コンバータであり、−次巻線２５と二次巻線２６とを
もつインバータトランス２４を含んでいる。−次巻線２
５は、その中点のセンタータップと、該センタータップ
に関して分けられた第１及び第２の部分−次巻線とを有
している。直流電圧源２７はその工種を前記センタータ
ップに接続されている。第１のスイッチングトランジス
タ２８は、コレクタを一次巻線２５の一端に接続され、
エミッタを直流電圧源２７の負極を接続されている。ダ
イオード２９は、第１のスイッチングトランジスタ２８
のコレクタ及びエミッタ間に接続され、トランジスタ２
９及び３０を通って流れる電流を整流（転流）するため
のものである。

同様に、第２のスイッチングトランジスタ３０及びダイ
オード３１は一次巻線２５の他端と直流電圧源２７の負
極との間に接続されている。

後述するように、第１及び第２の部分スタート信号は、
第１及び第２のスイッチングトランジスタ２８及び３０
のベースに、それぞれ供給される。

第１及び第２のスイッチングトランジスタ２８及び３０
は、第１及び第２の部分スタート信号を受けると、交互
にオン−オンする。即ち、スイッチングトランジスタ２
８及び３０は、ブツシュ・プル動作を行ない、インバー
タトランス２４を介して交流電圧ｖ１を発生する。第１
及び第２のスイッチングトランジスタ２８及び３０．イ
ンバータトランス２４．直流電圧源２７．及びダイオー
ド２９及び３１を含む部分は、直流電圧源２７の直流電
圧を交流電圧ｖ１に変換するインバータとして作用する
。

直列共振回路３３は、インダクタＬと、それに直列に接
続されたギヤｉＪ？シタＣとを含んでいる。

直列共振回路３３は、その一端を二次巻線２６の一端に
接続されている。全波整流回路３４は、直列共振回路３
３の他端と二次巻線２６の他端との間（（接続され、直
列共振回路３３の出力信号の全波整流を行ない、整流さ
れた信号を出力する。平滑回路３５は、前記整流された
信号を、平滑された直流信号に平滑し、平滑された直流
信号は、前述した出力電流工。とじて負荷２３に供給さ
れる。

出力電流工。は負荷電流として負荷２３を流れる。

スタート制御回路２１は、上記負荷電流を検出し、該負
荷電流に対応した検出電圧を出力する電流検出器３６を
含んでいる。基準電圧源３８は一定の直流基準電圧を発
生する。誤差増幅器３９は。

前記検出電圧と前記一定の直流基準電圧とを受け。

該検出電圧と該直流基準電圧との誤差を増幅し。

増幅された電圧を出力する。

ステップ電圧発生回路４１は、零から予め決められた電
圧までステップ状に変化するステップ電圧を発生する。

積分器４３は、該ステップ電圧を受け、それを積分し、
零から一正電圧値まで徐々に立上る積分電圧を出力する
。この積分電圧を。

場合によっては制御電圧と称する。

電圧・周波数変換器４５は、誤差増幅器３９に直接に接
続されると共に、ダイオード４６を介して積分器４３に
接続されている。電圧・周波数変換器４５は、前記増幅
された電圧と前記制御電圧との相互関係によって決まる
変換器入力信号を供給される。即ち、前記制御電圧が前
記増幅されたは、前記制御電圧及び前記増幅された電圧
の各々を、該制御電圧及び該増幅された電圧の各々の上
前記第１のパルス列のパルス繰返し周波数は、前記変換
器入力電圧の上昇に応じて増大する。

第１の分周器４７は分周比２のものである。第１の分周
器４７は、前記第１のパルス列を受けると、該第１のノ
クルス列のパルス繰返し周波数を分周し、第１の分周ノ
クルス列と、該第１の分周されたパルス列に対して逆位
相（位相差が１８０°）の第２の分周パルス列とを出力
する。これら第１及び第２の分周ノクルス列の各々は、
前記第１の、ｐルス列のパルス繰返し周期の２倍のノぐ
ルス繰返し周期を有している。

積分電圧、即ち、制御電圧は、別のダイオード４９を介
して、パルス幅変調器（Ｐｕ１ｓｅ　ＷｉｄｔｈＭｏｄ
ｕｌａｔｏｒ　）　４８にも供給される。ｉ４ルス幅変
調Ｆ！Ｓ　４８は、前記第１の・ぞルス列と、ダイオー
ド４９を介して与えられた前記制御電圧とに応動し。

該制御電圧の上昇に応じてノ？ルス幅が減少する変調パ
ルス列を出力する。該変調パルス列の立上り部分は、前
記第１のパルス列の立下り部分に同期し、−ご　い　る
　。

第２の分周器５０も分周比２のものである。第２の分周
器５０は、前記変調パルス列を受け、第１０分周器４７
と同様に第３及び第４の分局・マルス列を出力する。第
３の分局パルス列は、第４の分周ノ９ルス列に対して逆
位相である。即ち、第３及び第４の分周パルス列との位
相差は、１８０°である。

第１及び第２の分周器４７及び５０と・やルス幅変調器
４８の動作については、後に詳しく述べる。

第１のＡＮＤ回路５１は、前記第１及び第３の分周・ぞ
ルス列を受け、第１のＡＮＤ　ｚｆマルス列出力する。

同様に、第２の何回路５２は、前述した第２及び第４の
分周・やルス列に応動して第２のＡＮＤパルス列を出力
する。

第１及び第２のＡＮＤ　”ルス列は、それぞれ、第１及
び第２の信号供給ライン５３及び５４を介して、第１及
び第２のスイッチングトランジスタ２８及び３０に前述
の第１及び第２の部分スタート信号として送られる。

第５図を第４図と併せ参照して、スタート制御回路２１
の動作について説明する。ステップ電圧発生回路４１に
よってステソゾ電圧が発生されると、積分器４３は、前
記積分電圧、即ち、前記制御電圧を出力する。上述の如
く、該制御電圧は零から一正電圧値まで徐々に立上る。

該制御電圧（は。

上述したように、電圧・周波数変換器４５及びパルス幅
変調器４８に、それぞれダイオード４６及び４９を介し
て加えられる。

初期状態を除いた通常状態（即ち、定常状態）において
、前記電流検出器３６の前記検出電圧が基準電圧源３８
の一定直流基準電圧より高くなると、誤差増幅器３９の
出力である増幅された電圧は減少する。前記検出電圧が
前記一定直原基準電圧より低くなると、前記増幅された
電圧は増加する。

ここで、定電流発生器２２がスタート制御回路２】によ
ってスタートされた前記初期状態について考える。この
際、前記負荷電流は前記一定電流より小であり、それ故
、前記検出電圧は前記一定直原基準電圧より低い。この
結果、定電流発生器２２がスタートされた直後には、前
記増幅された電圧は必然的に前記制御電圧より高くなる
。従って、前記増幅された電圧よりもむしろ、制御電圧
がダイオード４６を介して電圧・周波数変換器４５に与
えられる。この際、もう一つのダイオード４９もダイオ
ード４６と同様に動作し、ノクルス幅変調；器４８に前
記制御電圧を与える。

電圧・周波数変換器４５は、前記制御電圧を。

第５図ａＫ示されているような第１のパルス列に変換す
る。該第１のパルス列のパルス繰返し周期Ｔｓは、該制
御電圧の上昇に応じて減少する。

分周比２の分周器４７Ｉｌ′ｉ、第１のパルス列ａを受
けると、第１及び第２０分周パルス列を第１及び第２の
ＡＮＤ回路５１及び５２にそれぞれ送出する。第５図に
おいて、第１及び第２の分周パルス列は、ｂ及びＣで示
されているように、互に逆相となっている。

第１のパルス列ａ及び前記制御電圧に応動して。

パルス幅変調回路４８は第５図ｄに示されているような
変調パルス列を出力する。該変調パルス列ｄの立上りは
第１のパルス列ａの立下シに同期している。変調パルス
列ｄのノクルス幅τは前記制御電圧の上昇に応じて増大
する。該パルス幅τは第１のパルス列ａの・（ルス繰返
し周期Ｔよりも短い。

分局比２の第２の分周器５０は、変調パルス列ｄを受け
、第５図にｅ及びｆで示された第３及び第４の分周ノク
ルス列を第１及び第２のＡＮＤ回路５１及び５２にそれ
ぞれ送出する。第５図から明らかなように、第３及び第
４の分周パルス列ｅ及び１間の位相差は１８０°である
。

第１及び第３の分周パルス列す及びｅに応動しで、第１
のＡＮＤ回路５１は、上述したように第１のＡＮＤ−ｅ
ルス列を第１の部分スタート信号として第１のスイッチ
ングトランジスタ２８に第１の信号供給ライン５３を介
して送出する。第１のＡＮＤパルス列は第５図のｇで示
されている。第２及び第４の分周ｉｅルス列に応動して
、第２のＡＮＤ回路５２は、第２のＡＮＤ　Ａ’ルス列
を上述の第２の部分スタート信号として第２のスイッチ
ングトランジスタ３０に第２の信号供給ライン５４を介
して送出する。第２のＡＮＤ　ノｆルス列は第５図にｈ
として示されている。第１及び第２のＡＮＤ　ｚｆルス
列ｇ及びｈの各々は、・ヤルス繰返し周期２Ｔ８とパル
ス幅τとを有している。

第１及び第２の椰ノクルス列ｇ及びｈの組合せはスター
ト信号として定電流発生器２２に供給されるので、第１
及び第２のＡＮＤ　／４ルス列ｇ及びｈの組合せを、こ
こでは第２のパルス列と称す。第５図に示した例では、
該第２のパルス列はパルス繰返し周期Ｔ及びノ２ルス幅
τを有するものと理解すべきである。

また、第１及び第２の分周器４７及び５０とパルス幅変
調器４８と第１及び第２の節回路５１及び５２との組合
せは、前記制御電圧を受け、前記第１の／？ルス列を、
該制御電圧の上昇に応じて／？ルス幅が増大する第２の
パルス列に処理し、出力する処理回路５５と称する。

第１及び第２の信号供給ライン５３及び５４の組合せは
、前記第２のパルス列を定電流発生器２２にスタート信
号として供給する信号供給部として機能する。

本明、細書の前置きの部分（従来の技術の欄）で述べた
ように、このスタート制御回路２１は、定電流発生器２
２に、零から一定電流まで徐々に立上る出力電流Ｉ　を
負荷２３に供給させることかできる。

第６図を第４図及び第５図と併せ参照して、なぜ、この
スタート制御回路２１が定電流発生器２２に、零から一
定電流まで徐々に立上る出力電流工。を負荷２３に供給
させることができるか、その理由について説明する。

上述したように、第１及び第２の部分スタート信号ｇ及
びｈの各々は、・クルス繰返し周期２Ｔ　　とＡ’ルス
幅τを有している。該パルス繰返し周期２Ｔ　　及び該
パルス幅τは定電流発生器２２がスタ−トされた直後の
制御電圧によって決まっている。

第６図には、そのような状態における定電流発生器２２
の各部の信号波形が時間軸ｔに沿って示されている。第
６図における第１のラインあるいは最上部のラインに沿
って示されているように。

第１のスイッチングトランジスタ２８は、ある時点ｔ　
＝　ｏでオンしく上方の部分）、第１の部分スタート信
号のパルス幅τに等しい期間、オン状態に保たれる。第
１のスイッチングトランジスタ２８は、別の時点ｔ＝θ
（θくπ）でオフする。

第１のスイッチングトランジスタ２８は上記第１の部分
スタート信号のパルス繰返し周期２Ｔ、に等しい周期で
繰返しオンする。また、第２のスイッチングトランジス
タ３０は９時点ｔ＝ｔｓでオンしく下方の部分）、上記
第２の部分スタート信号のパルス幅τに等しい期間、オ
ン状態に保たれる。

第２のスイッチングトランジスタ３０は第２の部分スタ
ート信号のｄ’ルス繰返し周期２Ｔ９に等しい周期で繰
返しオン状態とされる。上述から明らかなように、第１
のスイッチングトランジスタ２８がオンしてから９時間
間隔Ｔｓが経過した時に、第２のスイッチングトランジ
スタ３０は、オンする。

ここで、直列共振回路３３は、共振周期２　Ｔｏｎを有
するものとする。この場合、　Ｔｏｎは、上記共振周期
の１／２であり。

Ｔｏｎ　＝π／ω で示される。ここで、ωは直列共振回路３３の共振電流
の角周波数を表わす。

第１のスイッチングトランジスタ２８がオンしている期
間、つま９９時点ｔ　＝　ｏから時点ｔ＝θまでの期間
、第６図の最上部のラインに沿って示したように、共振
電流工ｌが共振回路３３を通って流れる。直列共振回路
３３の上述したキャパシタＣは共振電流１１に応動して
充電される。その結果ギヤｉ４シタＣの両端の電圧Ｖ。

は、第６図に最上部から第２番目のラインに沿って示さ
れているように変化する。また、インダクタＬの両端の
電圧は。

第６図に最上部から第３番目のラインに沿って示されて
いるように変化する。他方、二次巻線２６の両端間には
出力電圧■１が、第６図に最上部から第４番目のライン
に沿って示されているように。

０≦ｔ≦０の期間、一定となるように表われる。全示さ
れているように、０≦Ｌ≦θの期間、一定値として供給
される。

以下争日 上述したギヤ・やシタＣの両端間の電圧ｖｃは次式（１
）によって表わされる。

■ 二重（１−ωＳωτ）・Ｔｏ。　　　　　（１）Ｃπ ただし、　Ｉ、には共振電流■１の最大値である。式（
１）から明らかなように、パルス幅τを減少させること
によ−って電圧■。を減少させることができる。

ここで、インバータトランス２４に生じる磁束は第１及
び第２のスイッチングトランジスタ２８及び３０のオン
オフに従って変化する。０≦ｔ≦θの期間の磁束変化量
φ１は。

で表わさルる。ここで＋　ｎｌは一次巻線２５における
部分−次巻線の各々の巻数であり、Ｖ４ｎは直流電圧源
２７の電圧を示している。

第１のスイッチングトランジスタ２８が時点ｔ＝θでオ
フすると、θ≦ｔ≦ｔ３０期間に、キャパシタＣば、全
波整流回路３４．平滑回路３５．二次巻線２６．及びイ
ンダクターＬを通して放電する。

その結果、二次巻線２６の両端には電圧（ｖｃ−ｖ２）
がかかる。θ≦ｔ≦ｔ８の期間におけるｊンバータトラ
ンス２４の磁束の変化ｉ′ヲφ２とすると、磁束変化量
φ２は で表わされる。ここで＋　ｎ２は二次巻線２６の巻数を
示している。

０≦ｔ≦ｔ８の期間（つまり、Ｔｓの期間）におけるイ
ンバータトランス２４の磁束の全変化量をφとすると。

二次巻線２６の両端間の電圧Ｖ、は。

■　・−＝ｖ１埃ｖｃ−■２（５） ｎ　　ｎｌ で表わされる。即ち、電圧ｖ１は、第６図の第４番化量
φは。

で表わされる。

定電流発生器２２の出力電流Ｉ。は で表わされる。

式（７）において、パルス幅τ及び最大電流値Ｉ、ｋが
一定のままで、パルス繰返し周期Ｔｓを最初に鳳めて長
くシ、その後、短くする場合を考える。この場合、出力
電流工。を零から一定電流まで徐々に立上らせることが
できるかもしれない。しかしながら、パルス繰返し同期
Ｔｓを長くすることについては限界がある。そのような
長いパルス繰返し周期Ｔ８は全磁束変化量φの極端な増
加を生む。全磁束変化量φがインバータトランス２４の
飽和磁束φ８に達すると、上述のインバータの動作が不
安定となってしまう。従って、この場合には、定電流発
生器２２に、負荷２３に対して、零から徐々に立上る出
力電流Ｉ。を供給させることは不可能である。その結果
、出力電流Ｉ。は零から突然立上り。

それ故、負荷２３はサージを受けることになる。

たとえ、定電流発生器２２の起動時（スタート時）に、
スタート制御回路２１が、定電流発生器２２に、零の状
態（即ち＋　ｖ２　＃　Ｏ）から立上る出力電流工。を
出力させることができたとして、もし。

全磁束変化量φが前記スタート時において飽和磁束φ８
より小さいという条件、即ち。

を満足すれば、インバータトランス２４の飽和を避ける
ことができる。

不等式（８）によって与えられた条件を満足させるため
には、電圧ｖｃを低くしなければならない。これは、（
１）式から理解されるように、ノクルス幅τを狭くする
ことにより達成される。この目的のために、上述の処理
回路５５は、第１のノクルス列を。

前記制御電圧の上昇に応じてパルス幅τが減少する第２
のノクルス列に処理し、出力する。

上述の条件が満足された時、スタート制御回路２１を用
いることによって、出力電流工。は、第７図のように、
零から一定電流まで徐々に立上る。

以下余日 しかしながら、このスタート制御回路２１は。

定電流発生器２２を多稲の負荷に適合させることは不可
能である。というのは、負荷２３を他のものに取シ替え
た時に、基準電圧源３８．ステップ電圧発生回路４１．
及び積分器４３の取シ替えが。

当然、必要となるからである。加えて、スタート制御回
路２１の上述した初期状態において、出力電流Ｉ。を安
定に保つことが困難である。この困難な理由を以下に述
べる。誤差増幅器３９は定電流発生器２２のフィードバ
ックループに用いられている。積分器４３は誤差増幅器
３９の出力側に接続されているので、積分器４３は上記
フィードバックループに含まれない。スタート制御回路
２１によって定電流発生器２２が起動された直後は。

変換回路４５及び処理回路５５の各々は、誤差増幅器３
９の出力電圧によって制御されず、基準電圧源３８の一
定基準電圧とは無関係に積分器４３によって出力された
上記制御電圧によって制御される。該制御電圧が、前記
一定基単電圧に無関係に、変換回路４５と処理回路５５
の各々に供給されるので、出力電流工。は不安定である
。それ故。

出力電流Ｉ　における、零に近い、比較的低い電流領域
を、前記一定電流として選ぶことは困難である。これが
、困難な理由である。

第１図を参照すると１本発明の一実施例によるスタート
制御回路２１においては、第４図と同じ部分は、同じ参
照数字で示されている。このスタート制御回路２１は、
零から所定の基準電圧に向かって徐々に立上り、かつ、
最初的に該所定の基準電圧に維持されるところの直流基
準電圧を発生するための基準電圧発生回路６０を含んで
いる。

誤差増幅器６１は、電流検出器３６の検出電圧と前記直
流基準電圧とを受け、該検出電圧と該直流基準電圧との
誤差を増幅し、増幅された電圧を出力する。電圧供給ラ
イン６２は、電圧・周波数変換器、即ち、変換回路４５
に、前記増幅された電圧を前記制御電圧として供給する
ためのものである。もう一つの電圧供給ライン６３は、
前記処理回路５５の前記パルス幅変調器４８に、前記増
幅された電圧を前記制御電圧として供給するためのもの
である。

基準電圧発生回路６０は、零から予め選択された電圧に
向って実質的に瞬間的に立上るステップ電圧を発生する
ステップ電圧発生回路６４を含んでいる。このステップ
電圧に応動して、積分器６５は、このステップ電圧を積
分し、零から一正電圧値に向って徐りに立上る積分電圧
を出力する。

この積分電圧に応動じて、基準電圧供給回路（即ち、基
準電圧回路）６６は、該積分電圧を上述の直流基準電圧
（即ち、零から所定の基準電圧に向って徐々に立上り、
かつ、最終的に該所定の基準電圧に維持される直流基準
電圧）に整形する。

このように、積分器６５と基準電圧供給回路６６との組
合せは、前記ステップ電圧を前記直流基準電圧に整形す
る整形回路として機能する。

次に第１図に示されたスタート制御回路２１の動作につ
いて説明する。前記ステップ電圧がステップ電圧発生回
路６４によって発生されると、積分器６５は零から徐々
に立上る前述の積分電圧を出力する。この積分電圧に応
動して、基準電圧供給回路６６は前記直流基準電圧を誤
差増幅器６１に供給する。誤差増幅器６１は、帰還作用
を有しているので、誤差増幅器６１は、電圧・周波数変
換器（即ち、変換回路）４５及びパルス幅変調器４８に
、前記直流基準電圧の増加に比例して増加するところの
前記増幅された電圧を出力する。即ち、この増幅された
電圧は、前記直流電圧に対応している。その結果、この
スタート制御回路２１も、第４図のスタート制御回路２
１と同様に、定電流発生器２２をして、零から徐々に立
上る出力電流工。を発生させることができる。

加えて、前記直流基準電圧は、零から前記所定の基準電
圧まで徐々に立上り、そして、誤差増幅器６１に加えら
れる。その結果、前記変換回路４５及び処理回路５５は
、誤差増幅器６１からの増幅された電圧によって制御さ
れる。それ故、このスタート制御回路２１は、定電流発
生器２２がスタート制御回路２１によってスタートされ
た直後でも、定電流発生器２２に出力電流工。とじて安
定な電流を発生させることができる。その結果、出力電
流工。における、零に近い、比較的低い電流領域からで
さえ、一定電流を選ぶことが可能である。

このように、第１図のスタート制御回路２１は。

多種の負荷に定電流発生器２２を適合させることが可能
である。

第２図を参照すると、パルス幅変調器４８は単安定マル
チバイブレータ７０を用いて構成することができる。単
安定マルチバイブレータ７０は。

トランジスタＴｒ１　、抵抗ｒ１及びｒ２．及びギヤＡ
？シタＣ１を含む時定数回路を有している。トランジス
タＴ　ｒ　１のベースは、電圧供給ライン６３に接続さ
れている。このトランジスタＴｒ１は、電圧供給ライン
６３を介して与えられる前記増幅された電圧に応じて抵
抗が変化する可変抵抗として作用する。第５図のａで示
された第１のノルス列に応動して、単安定マルチバイブ
レータ７０は、第５図のｄで示された変調パルス列を出
力する。その変調パルス列ｄの立上り部分は、第１のパ
ルス列の立下り部分に同期している。変調／？ルス列ｄ
のパルス幅τは、前記増幅された電圧の上昇に応じて増
大する。即ち、・ヤルス幅τは、前記時定数回路の時定
数によって決まる。その時定数は、トランジスタＴｒ１
の抵抗と、抵抗ｒ１及びｒ２と、及びギヤｚＪ？　シタ
Ｃ１のキャパシタンスとによって決まる。

第３図を参照すると、この処理回路７２は、第４図を参
照して説明した処理回路５５の代りに用いることができ
、また、第１図に示されたスタート制御回路に用いるこ
とができる。この処理回路７２は、処理回路５５のパル
ス幅変調器４８．第２の分周器５０．及び瓜回路５１及
び５２の代ｐに、第１及び第２のパルス幅変調器７３及
び７４を含んでいる。

上述したように、第１の分周器４７は、第５図にｂ及び
Ｃで示された第１及び第２の分周・ゼルス列を出力する
。

第１の分周パルス列すと、電圧供給ライン６３を介して
供給された前記増幅された電圧とに応動し、第１のパル
ス幅変調器７３は、第１の変調パルス列を出力する。該
第１の変調パルス列の立上り部分は、第１０分周パルス
列すの立下り部分に一致している。該第１の変調パルス
列のパルス幅τは、前記増幅された電圧の上昇に応じて
増大する。それ故、該第１の変調パルス列は、第５図の
ｇで示された第１のＡＮＤパルス列として使用され得る
。

前記第２の分周パルス列Ｃと前記増幅された電圧とに応
動して、前記第２のノ４ルス幅変調器７４は、第２の変
調パルス列を出力する。該第２の変調パルス列の立上り
部分は、前記第２の分周パルス列Ｃの立下り部分に一致
している。該第２の変調パルス列の／？ルス幅τは、前
記増幅された電圧の上昇に応じて増大する。その結果、
該第２の変調ノンルス列は、第５図のｈで示しだ第２の
ＡＮＤ　、にルス列の代シに用いられ得る。

これら第１及び第２の変調パルス列は、第１及び第２の
信号供給ライン５３及び５４を介して第１及び第２のス
イッチングトランジスタ２８及び３０にそれぞれ供給さ
れる。

〔発明の効果〕

以上本発明を実施例を用いて説明したように。

本発明のスタート制御回路２１では、直流基準電圧が零
から所定の基準電圧まで徐々に立上シ、このように変化
する直流基準電圧が、定電流発生器２２のフィードバッ
クループを形成している誤差制御する。それ故１本発明
のスタート制御回路では、前記定電流発生器をスタート
（起動）した直後でも、該定電流発生器に安定な出力電
流■。を発生させることができる。従って、出力電流工
　の、零に近い比較的低い電流領域からでさえ、負荷２
３への一定電流として選ぶことができる。このように１
本発明によるスタート制御回路は、多種の負荷に定電流
発生器を適合させることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例によるスタート制御回路を、
定電流発生器とともに２部分的にブロックで示した図、
第２図は第１図のスタート制御回路に使用可能な・千ル
ス幅変調器のブロック図、第３図は第１図のスタート制
御回路に使用され得る処理回路のブロック図、第４図は
従来のスタート制御回路を、定電流発生器とともに２部
分的にブロックで示しだ図、第５図は一般のスタート制
御回路の動作を説明するためのタイムチャート、第６図
は第５図を参照して説明されたスタート制御回路の動作
を説明するための別のタイムチャート。 第７図は上述のスタート制御回路によって定電流発生器
をスタートしたときの該定電流発生器の出力電流を示す
図である。 ２１はスタート制御回路、２２は定電流発生器。 ２３は負荷、２４はインバータトランス、２８及び３０
は第１及び第２のスイッチングトランジスタ、３３は直
列共振回路、３４は全波整流回路。 ３５は平滑回路、３６は電流検出器、４５は電圧・周波
数変換器、４７は第１の分周器、４８はパルス幅変調器
、５０は第２の分周器、５１及び５２はＡＮＤ回路、６
０は基準電圧発生回路、６１は誤第２図 第５図 第６図 を 第７図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、定電流発生器にスタート信号を与えることにより、
   該定電流発生器にその出力電流を負荷に供給させ、前記
   出力電流が負荷を通ることによる負荷電流を一定電流に
   到達させるスタート制御回路であって、前記負荷電流を
   検出し、該負荷電流に対応した検出電圧を出力する検出
   手段と、零から一正電圧値まで変化する制御電圧を、該
   制御電圧の上昇に応じてパルス繰返し周期が減少する第
   １のパルス列に変換する変換手段と、前記制御電圧を受
   け、前記第１のパルス列を、前記制御電圧の前記上昇に
   応じてパルス幅が増大する第２のパルス列に処理し出力
   する処理手段と、該第２のパルス列を前記定電流発生器
   に前記スタート信号として供給する手段とを含んでいる
   前記スタート制御回路において、 零から所定の基準電圧まで徐々に立上る直流基準電圧を
   発生する基準電圧発生手段と、 前記検出電圧と前記直流基準電圧とを受け、該検出電圧
   と該直流基準電圧との誤差を増幅し、増幅された電圧を
   出力する誤差増幅手段と、 前記増幅された電圧を前記変換回路及び前記処理回路に
   前記制御電圧として出力する手段とを含むことを特徴と
   する、定電流発生器のためのスタート制御回路。 ２、前記基準電圧発生手段が、 零から予め選択された電圧に向って実質的に瞬間的に立
   上るステップ電圧を発生するステップ電圧発生手段と、 該ステップ電圧発生手段に接続され、前記ステップ電圧
   を前記直流基準電圧に整形する整形手段とを含む特許請
   求の範囲第１項記載のスタート制御回路。