JPS62204608A - デイジタル帯域フイルタ - Google Patents
デイジタル帯域フイルタInfo
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- JPS62204608A JPS62204608A JP4614786A JP4614786A JPS62204608A JP S62204608 A JPS62204608 A JP S62204608A JP 4614786 A JP4614786 A JP 4614786A JP 4614786 A JP4614786 A JP 4614786A JP S62204608 A JPS62204608 A JP S62204608A
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- Japan
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- digital
- frequency
- beatdown
- signal
- filter
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- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はディジタル帯域フィルタに係り、特にディジタ
ル周波数変換と有限インパルス応答ディジタルフィルタ
リングを用いた帯域戸波方式により、地震波や機械振動
波等の直流付近の信号のＰ波に好適な、ディジタル帯域
フィルタに関する。
ル周波数変換と有限インパルス応答ディジタルフィルタ
リングを用いた帯域戸波方式により、地震波や機械振動
波等の直流付近の信号のＰ波に好適な、ディジタル帯域
フィルタに関する。
従来のディジタルフィルタとしては、第２図に示す構成
のものが知られている。
のものが知られている。
第２図において、入力信号１００はビートダウンの為の
ディジタル乗算器１０１，１０２でビートダウン周波数
信号１０８ 、１０９と乗算され、ディジタルフィルタ
１０３，１０４で低域Ｆ波された後、再びビートアップ
の為のディジタル乗算器１０５，１０６でヒートアップ
周波数信号１０８ 、１０９と乗算され、加算器１０７
で加算されて出力信号１１０になる□。ここで入力信号
の周波数スペクトラムＦ←）は、ビートダウン周波数ω
、との乗算によりＦ（ω−ω、）に周波数変換され、デ
ィジタルフィルタの周波数応答Ｈに）との作用により低
域ｐ波されてＦ（ω−ω８）・Ｈに）Ｋなる。再びビー
トアップ周波数ω、との乗算の後、実数部と虚数部に相
当する各信号の加算により、出力信号の周波数スペクト
ラムＧに）は、等測的にディジタルフィルタの周波数応
答Ｈに）を、周波数軸上で０から±ω、に移動したＨ（
ω＋ω、）とＨ（ω−ω１）なる周波数応答のフィルタ
、即ち、中心周波数ω。
ディジタル乗算器１０１，１０２でビートダウン周波数
信号１０８ 、１０９と乗算され、ディジタルフィルタ
１０３，１０４で低域Ｆ波された後、再びビートアップ
の為のディジタル乗算器１０５，１０６でヒートアップ
周波数信号１０８ 、１０９と乗算され、加算器１０７
で加算されて出力信号１１０になる□。ここで入力信号
の周波数スペクトラムＦ←）は、ビートダウン周波数ω
、との乗算によりＦ（ω−ω、）に周波数変換され、デ
ィジタルフィルタの周波数応答Ｈに）との作用により低
域ｐ波されてＦ（ω−ω８）・Ｈに）Ｋなる。再びビー
トアップ周波数ω、との乗算の後、実数部と虚数部に相
当する各信号の加算により、出力信号の周波数スペクト
ラムＧに）は、等測的にディジタルフィルタの周波数応
答Ｈに）を、周波数軸上で０から±ω、に移動したＨ（
ω＋ω、）とＨ（ω−ω１）なる周波数応答のフィルタ
、即ち、中心周波数ω。
の帯域フィルタに通したものに等しくなる。従って、ビ
ートダウン／アップ周波数ω１を変えることにより、入
力信号の任意の帯域を取り出すディジタル帯域フィルタ
が実現できる。
ートダウン／アップ周波数ω１を変えることにより、入
力信号の任意の帯域を取り出すディジタル帯域フィルタ
が実現できる。
第３図は以上説明した第２図のディジタル帯域フィルタ
のブロック図中各部α〜ｈの部分に於ける周波数スペク
トラムを図示したものである。
のブロック図中各部α〜ｈの部分に於ける周波数スペク
トラムを図示したものである。
このような構成のディジタル帯域フィルタとしては、Ｉ
ＥＥＥ ）う／ザクシ曹ンズ・オン・サーキットセオリ
ー、ＣＴ−１８巻、第６号、１９７１年１１月（ＩＥＥ
Ｅ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＩＲＣＵＩＴ
ＴＨＥＯＲＹ 。
ＥＥＥ ）う／ザクシ曹ンズ・オン・サーキットセオリ
ー、ＣＴ−１８巻、第６号、１９７１年１１月（ＩＥＥ
Ｅ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＩＲＣＵＩＴ
ＴＨＥＯＲＹ 。
Ｖａｌ 、 ＣＴ−１８，ＪＥ ６ 、 Ｎｏｖａｎｇ
ｂｇｒ １９７１ ）の第７０２頁より第７１１頁に記
載されたディジタルフィルタに関する文献（Ｓ、 Ｌ、
Ｆｒｇａｒ、ｙ他” Ｄａｚｉ、ｑｎ ｏｆＤｉｇｉ
ｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ ａｎ ＡＺＺ Ｄ５
ｑｉｔａｌ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍ
＊ｔＬｔｉｐＬａｓｃ −Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ
ＭｏＬｔｉｐＬａｘＴｒａｎｚＬａｔａｒ ’ ）に
詳しい。
ｂｇｒ １９７１ ）の第７０２頁より第７１１頁に記
載されたディジタルフィルタに関する文献（Ｓ、 Ｌ、
Ｆｒｇａｒ、ｙ他” Ｄａｚｉ、ｑｎ ｏｆＤｉｇｉ
ｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ ａｎ ＡＺＺ Ｄ５
ｑｉｔａｌ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍ
＊ｔＬｔｉｐＬａｓｃ −Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ
ＭｏＬｔｉｐＬａｘＴｒａｎｚＬａｔａｒ ’ ）に
詳しい。
しかしながら以上説明したような従来のディジタル帯域
フィルタでは、直流付近の信号が、第３図の（ｈ′）に
点線で示すように、出力信号の加算時に打ち消し合って
減衰する現象があり、この点について配慮がされていな
い欠点があった。すなわち、直流付近の信号の減衰を無
くし、直流まで平担に信号をＰ波することができなかっ
た。
フィルタでは、直流付近の信号が、第３図の（ｈ′）に
点線で示すように、出力信号の加算時に打ち消し合って
減衰する現象があり、この点について配慮がされていな
い欠点があった。すなわち、直流付近の信号の減衰を無
くし、直流まで平担に信号をＰ波することができなかっ
た。
本発明の目的は、直流付近の信号の減衰を無くし、直流
まで平担に信号をＦ波できるディジタル帯域フィルタを
提供することにある。
まで平担に信号をＦ波できるディジタル帯域フィルタを
提供することにある。
上記目的は、従来ビートダウン周波数信号とビートアッ
プ周波数信号を同相で与えていたのに対し、位相差を付
けて与えることにより、達成される。
プ周波数信号を同相で与えていたのに対し、位相差を付
けて与えることにより、達成される。
ディジタルフィルタへの入力信号の周波数スペクトラム
をＦに）、ディジタルフィルタの伝達関数をＨ（ホ）、
ビートダウン及びビートアップの角周波数をωいその位
相差をφとすると、出力信号の周波数スペクトラムＧに
）は、次の様に表わすことができる。
をＦに）、ディジタルフィルタの伝達関数をＨ（ホ）、
ビートダウン及びビートアップの角周波数をωいその位
相差をφとすると、出力信号の周波数スペクトラムＧに
）は、次の様に表わすことができる。
Ｇ（（−＋）−−−Ｆ（（ｄ）−（Ｈ（ω十ωｔ）ｇ
＋ｆｆ（ω−ω１）＃”１ （１）（但し時間を
ｔとしてω、１−ω、を十φとする。）ここで、ディジ
タルフィルタの伝達関数Ｈに）を、振幅部Ａに）と位相
部θに）に分離し、Ｈ（ホ）−Ａ←）・−″（６′）（
２）とすると、Ｇ←）は、 Ｇに）−一・ル）・（Ｊ（ω十町）−−バｅ（ｃａ＋＊
、）＋ｓ）＋Ａ（ω−ω、）−−バ” ” −”ｓ ）
−ｆ’ ） ％ （３）になる。一方、ディジタル
フィルタの位相θに）は有限インパルス応答形で位相直
線の場合、ライルタ次数をＮとすると、 θ（ロ）−−□ω （４）となる
ことが知られている。これより直流ω−０に於ける出力
信号Ｇ （Ｏ）は、Ａ（ハ）が偶関数であることから、 Ｇ （ｏ） −ＦＣｏ） ・Ｊ （ω、）−ｃｘｌｌ（
−□ω、＋φ）（５）となり、この（２）項が、従来方
式ではφ−０としていたため１より小さくなり、直流付
近の信号を減衰させていた原因である。
＋ｆｆ（ω−ω１）＃”１ （１）（但し時間を
ｔとしてω、１−ω、を十φとする。）ここで、ディジ
タルフィルタの伝達関数Ｈに）を、振幅部Ａに）と位相
部θに）に分離し、Ｈ（ホ）−Ａ←）・−″（６′）（
２）とすると、Ｇ←）は、 Ｇに）−一・ル）・（Ｊ（ω十町）−−バｅ（ｃａ＋＊
、）＋ｓ）＋Ａ（ω−ω、）−−バ” ” −”ｓ ）
−ｆ’ ） ％ （３）になる。一方、ディジタル
フィルタの位相θに）は有限インパルス応答形で位相直
線の場合、ライルタ次数をＮとすると、 θ（ロ）−−□ω （４）となる
ことが知られている。これより直流ω−０に於ける出力
信号Ｇ （Ｏ）は、Ａ（ハ）が偶関数であることから、 Ｇ （ｏ） −ＦＣｏ） ・Ｊ （ω、）−ｃｘｌｌ（
−□ω、＋φ）（５）となり、この（２）項が、従来方
式ではφ−０としていたため１より小さくなり、直流付
近の信号を減衰させていた原因である。
本発明は上記知見にもとづいて構成されたものであって
、本発明では■項を最大値１にするために、ビートダウ
ン周波数信号とビートアップ周波数信号との間に位相差
φを与え なる関係にしである。更にディジタル領域に於ける周波
数の概念は、サンプリング周波数によって正規化される
ため、入力信号のサンプリング周波数をｆｌ、ビートダ
ウン及びビートアップ周波数をｆ、とすると、 の関係から、（６）式は、 になり、これは、時間差τに換算すると、となる。即ち
、ビートアップ周波数信号はビートダウン周波数信号と
比較して、 サンプル進める必要がある。
、本発明では■項を最大値１にするために、ビートダウ
ン周波数信号とビートアップ周波数信号との間に位相差
φを与え なる関係にしである。更にディジタル領域に於ける周波
数の概念は、サンプリング周波数によって正規化される
ため、入力信号のサンプリング周波数をｆｌ、ビートダ
ウン及びビートアップ周波数をｆ、とすると、 の関係から、（６）式は、 になり、これは、時間差τに換算すると、となる。即ち
、ビートアップ周波数信号はビートダウン周波数信号と
比較して、 サンプル進める必要がある。
一般の位相直線でないディジタルフィルタについては、
（３）式に於いてＡ←）が偶関数１位相φ（へ））が奇
関数であることから、（５）式と同様に、直流ω−〇に
於ける出力信号Ｇ （０）は、 Ｇ （０） −Ｆ Ｃ０））・Ａ（ωＩ）・部（θ（ω
１）＋φ） αυとなり、３項を最大値１にするた
めに、ビートダウン周波数信号とビートアップ周波数信
号との間に位相差φを与え、 φ＝−〇（ω１） なる関係にする。
（３）式に於いてＡ←）が偶関数１位相φ（へ））が奇
関数であることから、（５）式と同様に、直流ω−〇に
於ける出力信号Ｇ （０）は、 Ｇ （０） −Ｆ Ｃ０））・Ａ（ωＩ）・部（θ（ω
１）＋φ） αυとなり、３項を最大値１にするた
めに、ビートダウン周波数信号とビートアップ周波数信
号との間に位相差φを与え、 φ＝−〇（ω１） なる関係にする。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第１
図に於いて、動作中の信号はすべて離散値ディジタル符
号化列（ＰＣＭ ）信号として扱かう入力信号２００は
、ディジタル乗算器２０１ 、２０２によって、ビート
ダウン周波数信号２０８，２０９の実数部（■ω＋ｔ）
と虚数部（＊ω１ｔ）との乗算が行なわれ、それぞれデ
ィジタルフィルタ２０５．２０４に入るディジタルフィ
ルタ２０５，２０４は同一伝達関数の低域Ｆ波フィルタ
で、入力信号列、 （ｎ） 、出力信号列ｙ （−）
、フィルタのインパルス応答Ａ（ｒｚ）、フィルタ次数
Ｎの間で、 なる演算を行なっている。ディジタルフィルタ２０５．
２０４の出力は、再びディジタル乗算器２０５゜２０６
によって、ビートアップ周波数信号２１０．２１１の実
数部（邸（ω、ｔ＋φ））と虚数部（ｍ＜ω１ｔ＋φ）
）との乗算が行なわれ、それぞれの出力は、ディジタル
加算器２０７によって加算され、出力信号２１２となる
。ビートダウン周波数信号２０８．２０９は、読出し専
用メモリ（ＲＯＵ ）に記憶された正弦波データを、サ
ンプリング周波数の周期で読出すことにより実現できる
。また、ビートアップ周波数信号２１０．２１１は、同
一の読出し専用メモリ（ＲｏＭ）の読出しサンプルをａ
Ｑ式に示すサンプル数だけ進めて読出すことにより実現
できる。ディジタル乗算器２０１，２０２，２０５，２
０６．ディジタル加算器２０７．ディジタルフィルタ２
０５，２０４の実現方法は既に公知であり、説明を省略
する。
図に於いて、動作中の信号はすべて離散値ディジタル符
号化列（ＰＣＭ ）信号として扱かう入力信号２００は
、ディジタル乗算器２０１ 、２０２によって、ビート
ダウン周波数信号２０８，２０９の実数部（■ω＋ｔ）
と虚数部（＊ω１ｔ）との乗算が行なわれ、それぞれデ
ィジタルフィルタ２０５．２０４に入るディジタルフィ
ルタ２０５，２０４は同一伝達関数の低域Ｆ波フィルタ
で、入力信号列、 （ｎ） 、出力信号列ｙ （−）
、フィルタのインパルス応答Ａ（ｒｚ）、フィルタ次数
Ｎの間で、 なる演算を行なっている。ディジタルフィルタ２０５．
２０４の出力は、再びディジタル乗算器２０５゜２０６
によって、ビートアップ周波数信号２１０．２１１の実
数部（邸（ω、ｔ＋φ））と虚数部（ｍ＜ω１ｔ＋φ）
）との乗算が行なわれ、それぞれの出力は、ディジタル
加算器２０７によって加算され、出力信号２１２となる
。ビートダウン周波数信号２０８．２０９は、読出し専
用メモリ（ＲＯＵ ）に記憶された正弦波データを、サ
ンプリング周波数の周期で読出すことにより実現できる
。また、ビートアップ周波数信号２１０．２１１は、同
一の読出し専用メモリ（ＲｏＭ）の読出しサンプルをａ
Ｑ式に示すサンプル数だけ進めて読出すことにより実現
できる。ディジタル乗算器２０１，２０２，２０５，２
０６．ディジタル加算器２０７．ディジタルフィルタ２
０５，２０４の実現方法は既に公知であり、説明を省略
する。
本発明によれば、直流付近の信号が減衰する現象が無く
なるので、特に地震波１機械振動波等の比較的直流に近
い超低周波の信号の戸波に効果がある。
なるので、特に地震波１機械振動波等の比較的直流に近
い超低周波の信号の戸波に効果がある。
第１図は、本発明のディジタル帯域フィルタのブロック
図 第２図は、従来技術によるディジタル帯域フィルタのブ
ロック図 第３図は、第２図のブロック図に示す（α）〜（Ａ）の
部分のスペクトラム図 １００・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・入力信号１０１．１０２，１０５，１
０６・・・ディジタル乗算器１０３、．１０４・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・ディジタルフィル
タ１０７・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・ディジタル加算器１０８．１０９・
・・・・・・・・・・・・・・・・−・・ビートダウン
／アップ周波数信号 １１０・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・−・・出力信号２００・・・・・・・・・・・
・・・−・・・・・・・・・・−・・入力信号２０１
、２０２．２０５．２０６・・・ディジタル乗算器２０
５．２０４・・・・・・・・・・・−・・−・・ディジ
タルフィルタ２０７・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・ディジタル加算器２０８ 、２
０９・・・・・・・・・・・・・・・・・・ビートダウ
ン周波数信号２１０．２１１・・・・・・・・・・・・
・・−・・ビートアップ周波数信号２１２・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・−・・出力信号脩
１図 腐２図 ５１Ｎ功ん 第３図
図 第２図は、従来技術によるディジタル帯域フィルタのブ
ロック図 第３図は、第２図のブロック図に示す（α）〜（Ａ）の
部分のスペクトラム図 １００・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・入力信号１０１．１０２，１０５，１
０６・・・ディジタル乗算器１０３、．１０４・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・ディジタルフィル
タ１０７・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・ディジタル加算器１０８．１０９・
・・・・・・・・・・・・・・・・−・・ビートダウン
／アップ周波数信号 １１０・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・−・・出力信号２００・・・・・・・・・・・
・・・−・・・・・・・・・・−・・入力信号２０１
、２０２．２０５．２０６・・・ディジタル乗算器２０
５．２０４・・・・・・・・・・・−・・−・・ディジ
タルフィルタ２０７・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・ディジタル加算器２０８ 、２
０９・・・・・・・・・・・・・・・・・・ビートダウ
ン周波数信号２１０．２１１・・・・・・・・・・・・
・・−・・ビートアップ周波数信号２１２・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・−・・出力信号脩
１図 腐２図 ５１Ｎ功ん 第３図
Claims (1)
- １、ビートダウンの為の１対のディジタル乗算器と、低
域ろ波の為の１対の有限インパルス応答ディジタルフィ
ルタと、ビートアップの為の１対のディジタル乗算器と
、ディジタル加算器とから成るディジタル帯域フィルタ
において、ビートダウン周波数とビートアップ周波数が
等しくかつビートダウン周波数信号とビートアップ周波
数信号の間に出力の直流付近信号が最大になるような位
相差を設けたことを特徴とするディジタル帯域フィルタ
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4614786A JPH0758882B2 (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-05 | デイジタル帯域フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4614786A JPH0758882B2 (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-05 | デイジタル帯域フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62204608A true JPS62204608A (ja) | 1987-09-09 |
| JPH0758882B2 JPH0758882B2 (ja) | 1995-06-21 |
Family
ID=12738856
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4614786A Expired - Fee Related JPH0758882B2 (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-05 | デイジタル帯域フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0758882B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015040963A (ja) * | 2013-08-21 | 2015-03-02 | カシオ計算機株式会社 | 音響用フィルタ装置、音響用フィルタリング方法、およびプログラム |
-
1986
- 1986-03-05 JP JP4614786A patent/JPH0758882B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015040963A (ja) * | 2013-08-21 | 2015-03-02 | カシオ計算機株式会社 | 音響用フィルタ装置、音響用フィルタリング方法、およびプログラム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0758882B2 (ja) | 1995-06-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |