JPS62217860A - 電圧形ｐｗｍインバ−タの制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、直流電源から単相あるいは多相の交流電圧を
得る電圧形ＰＷＭインバータにおいて、出力電圧に含ま
れる特定次数の高調波を低減するための制御方式に関す
る。

〔従来の技術〕

電圧形インバータの出力電圧波形は、一般に高調波成分
の少ない正弦波であることが望ましい。

出力電圧波形を改善する方法としては、例えばパルス幅
変調（以下、ＰＷＭとも略記する。）方式が一般的に知
られている。

第５図はトランジスタスイッチ（以下、単にスイッチと
呼ぶ。）で構成された３相出力電圧形インバ一タ主回路
を示す回路図である。こ＼で、ＰＷＭ制御を行なうには
、正側電位に接続されたスイッチＴ、〜ＴＩ３と負側電
位に接続されたスイッチＴ’ｚ＋〜Ｔ０の切換え操作を
行ない、交流電圧を出力する。例えば、Ｕ相の端子電圧
について云えば、中性点電位ａ点に対し正側スイッチ’
ｌ”１１がオンで負側スイッチＴＺＩがオフのときはＶ
ｄ／２に、スイッチＴ！ＩがオンでＴ、がオフのときは
−Ｖｄ／２になり、正側スイッチがオンしている期間と
負側スイッチがオンしている期間の比率を変えて交流電
圧を得る。従来、一般的に行なわれている正弦波ＰＷＭ
ではこの比率を正弦波状に変えることにより、特に低い
次数の高調波成分の低減化を図るようにしている。第６
図に第５図におけるＵ相と■相の端子電圧波形と、両者
の相の線間電圧波形の一例を示す。なお、同図（イ）は
Ｕ相出力電圧、（ロ）はＶ相出力電圧、（ハ）はＵ−Ｖ
相線間電圧波形をそれぞれ示している。

第７図に従来の正弦波ｐｗＭｌｉｌ！１１Ｂ方法の一例
を示す。同図において、１１．１２はそれぞれ正弦波、
三角波データが格納されているメモリ、２１は掛算器、
３は比較器である。また、θ。は所望する出力電圧の基
本波成分の位相であり、これは読み出し専用メモリ　（
以下、ＲＯＭとよぶ。）１１に入力され、その出力は正
弦波となる。この信号と、出力電圧の大きさの目標値で
あるλ　（以下、制御率と呼ぶ。）とが掛算器２１で乗
算され、出力電圧の目標値ｅｏ　　（以下、基準信号と
よぶ。）を得る。θゎはｅｏを変調する信号の位相であ
り、これはＲＯＭ１２に入力され、例えば三角波の信号
ｅｃ　　（以下、変調信号とよぶ。）を得る。ｅｏとｅ
ｃの大きさは比較器３で比岐され、ｅｏ　＞ｅｃのとき
はＰＷＭインバータの正側スイッチをオンし、ｅ６＜ｅ
ｃのときは負側スイッチをオンする信号Ｓを得る。第８
図に基準信号ｅ０、変調信号ｅｃおよび出力電圧波形の
関係の一例を示す。

第６図および第８図の出力電圧には、図から明らかな様
に少なからず高調波成分を含んでおり、この高調波成分
が例えば出力端子に接続される負荷や直流電源に好まし
くない影響を与えることはよ（知られている。また、各
高調波成分のうち特別の周波数成分が特に有害となる場
合がある。例えば、交流電動機を駆動する場合では負荷
がインダクタンス負荷であるため、低周波の高調波電圧
成分による高調波電流は比較的大きな値になり、巻線温
度を著しく上昇させたり、または大きな回転むらを生じ
させたりする。

以下に、３相ＰＷＭインバータの場合を例にとって、出
力端子の線間電圧に含まれる高調波成分について詳しく
述べる。

すなわち、出力電圧は下記に示す各周波成分に分類する
ことができる。

（ａ）基準信号ｅ０の基本波と３の倍数を除く高調波成
分 （ｂ）ｎｆｃ＋ｍｆ０成分（以下、側帯波とよぶ。）た
だし、ｆｃは変調信号ｅｃの基本波周波数であり、ｆｏ
は基準信号ｅ０の基本波周波数である。また、ｎとｍは
自然数である。

以上より、基準信号を正弦波とするならば上記（ａ）項
に属する高調波成分は存在しない。したがって、例えば
低周波の発生高調波を小さくしようとして、ｆｃを高い
周波数にすれば、（ｂ）項に属する高調波成分は高調波
となり、低周波の高調波成分は小さくなる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら、ｆｃを高くすると時間当たりのスイッチ
のスイッチング回数が増え、スイッチ素子の発生損失が
増加したり、あるいはスイッチ素子の動作遅れにより、
所望したスイッチングが行なえないなどの問題が生じる
。このため、ＰＷＭインバータの出力電圧高調波による
障害を低減する方法として、発生高調波と逆位相の電圧
や電流を発生する装置で高調波を補償したり、インバー
タを多重化して高調波を低減する方法が従来から採用さ
れているが、一般に高価であると云う問題がある。

したがって、本発明は特別な主回路機器やスイッチのス
イッチング周波数を増加することなく、間車で安価な方
法によりスイッチのスイッチング動作を決め、特に負荷
等に対して有害となる高調波成分を低減する制御方式を
提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

変調信号および基準信号の基本周波数をそれぞれｆｃ、
ｆｏとするとき、該基準信号に対しそのスイッチング動
作にもとづいて発生するｎｆｃ±ｍｆｏなる周波数成分
と周波数および大きさが同じで位相が互いに逆の関係と
なる周波数成分を重畳して、ＰＷＭ制御を行なう。

〔作用〕

変調信号と、所望する出力電圧に対応した基準信号の大
きさの比較により、スイッチのスイッチング動作を決定
するＰＷＭにおいては、正弦波に近い出力電圧を得よう
とする場合、一般には基準信号を正弦波とする場合が多
い。しかし、スイッチング動作に基づいてｎｆｃ：ｔｍ
ｆｏ成分の側帯波が生じる。ところで、基準信号にある
周波数ｆ。

を有した高調波Δｅ０を加算した信号を新たな基準信号
とするならば、高調波の周波数はｆ、とｎｆｃ±ｍｆｏ
　きなる。本発明は周波数ｆ、を特に有害となるｎ１ｆ
（：！＝ｍｔｆｏ　（ｎ＋　＋　ｍｚはそれぞれｎ、　
ｍの特定な値）の周波数に一致させ、しかも両高調波の
大きさが等しくかつ逆位相となる様に、基準信号に加算
すべき高調波を定める。このことにより、両高調波は互
いに打ち消され、インバータの出力端子には現れなくな
る。なお、正側スイッチと負側スイッチがオンしている
期間の比率で云うならば、本発明の方法はこの比率が正
弦波に消去したい高調波を含んだ波形となる様に制御す
ることにより、特定高調波が発生しない様にするものと
云うことができる。

〔発明の実施例〕

これ迄の種々の検討によれば、側帯波の大きさは制御率
λが一定ならば、変調周波数ｒｃおよび基準周波数ｆ０
に関係なく一定である。また、側帯波の位相は、変調信
号の位相θ。と基準信号の位相θ。のみによって与えら
れる。したがって、特定高調波の発生を抑制するために
ｅｏに加算すべき高調波Δｅ０の大きさは制御率λのみ
の関数となり、またその位相はθゎとθ。によって求め
ることができる。

第１図は発明の実施例を示すブロック図である。

同図に符号Ｉｆ、１２．２１および３で示される各部は
第７図の場合と同様であるので説明を省略し、相違する
点について主として説明する。４１゜４２はそれぞれｍ
ｌおよびｎ３倍の逓倍器であり、ｍ、およびｎ、はそれ
ぞれ低減したい高調波次数に相当する値に選ばれる。４
１．４２の出力は加算器５１で加算され、この位相を入
力としてＲＯＭ１３によって正弦波出力を得る。一方、
ＲＯＭ１４によって制御率λを人力として非線形関数か
つ（られ、この信号とＲＯＭ１３の出力が掛算器２２で
乗算され、Δｅ０が求められる。Δｅ０は加算器５２に
おいて正弦波の基準信号ｅ０に加算され、この信号ｅ　
０／を新たな基準信号として、ｅ０′と変調信号ｅ、の
大きさを比較器３で比較することにより、第７図の場合
と同様にスイッチのオン、オフが決められる。ｅ、′は
正弦波にｎ、ｆｃ＋ｍ、ｆ、成分の高調波が加算された
信号であり、この信号に従ってスイッチの動作状態を決
めることにより、ｎ　Ｈｆｅ　＋　ｍ＋ｆｏ成分の高調
波成分を持たない出力電圧波形を得ることができる。

また、本発明の原理によれば、ｅｏに複数の高調波を加
算することによって、出力電圧に含まれる複数の高調波
も低減することが可能であることは云う迄もない。第２
図は本発明の別の実施例であり、変調周波数ｆｃが基準
周波数の整数倍で表わされるときの例である。この場合
には、変調信号と基準信号ともにθ。から得ることがで
き、θ。

はＲＯＭ１１．１２に人力され、それぞれ正弦波と三角
波の出力を得る。基準信号ｅ０に加算する信号Δｅ０も
θ。から得ることができ、このためθ。はＲＯＭ１３に
も入力される。ＲＯＭ１３の関数は基本波周波数の整数
倍の周波数を有する正弦波である。その他の各部１４．
　２１．　２２．　３および５２の機能は第１図の場合
と同様なので説明は省略する。

以上の説明ではｅｏは正弦波として説明したが、３相出
力の場合に限れば、ｅｏに３の倍数高調波を含んでいて
もこの高調波は出力端子の線間電圧には互いに相殺され
て現われない。例えば、電気学会研究会資料ＥＰＡ−７
９−３ｒサイクロコンバータ給電交流可変速駆動方式と
変換装置容量」なる論文の如く、−相の出力電圧の目標
値、すなわちｅｏに３の倍数高調波を含ませてｅｏを台
形波状にする方式を採ることにすれば、同一の電源電圧
に対する出力電圧の基本波成分を増加させることができ
るので、更に好ましいものとなる。

また、複数のＰＷＭインバータを多重に接続して出力電
圧を低減する場合、例えば、２重化する場合において、
２重化では消去できない高調波成分を本発明では消去す
ることが可能であり、その結果、本発明は多重ＰＷＭイ
ンバータに対しても有効である。

第３図は変調周波数ｆｃを基準周波数ｆ０の９倍にし、
従来の一般的な３相出力圧弦波ＰＷＭインバータで誘導
電動機を駆動した場合の一相の出力電圧、電流および誘
導電動機の発生トルクについて、ディジタルシミュレー
ションにより各部の波形を求めた例を示す。この場合、
出力電圧には低次の高調波成分としてｆｃ−２ｆ０成分
、すなわちｒｅ”９ｆｏであるので、９ｆｏ　　２ｆｏ
−７ｆｏ成分（第７次高調波）が多く含まれ、従って電
流にも第７次高調波が多く含まれている。また、第７次
高調波電流は６倍のトルク脈動を発生することはよく知
られており、これはシミュレーション結果にも現われて
いる。これに対し、第４図は本発明により特に第７次高
調波電圧を低減した場合を示すもので、同図（イ）に点
線で示す基準信号には、第７次高調波電圧を低減する様
な大きさ、および位相を持った第７次高調波成分が含ま
れている。このとき、同図（ロ）や（ハ）に示す出力電
圧や電流には第７次高調波成分はほとんど含まれず、ま
た発生トルクの６倍のトルク脈動も同図（ニ）の如く低
減され、低次のトルク脈動はほとんど消去されている。

高次のトルク脈動は、電動機の慣性モーメントの作用に
より回転むらになりにくいので、安定した回転を得るこ
とができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、電圧形ＰＷＭインバータのスイッチの
動作を例えば三角波の変調信号と、出力電圧の所望値で
ある基準信号との大きさの比較により決定するものにお
いて、基準信号に少なくとも一つ以上の高調波成分を重
畳させることにより、それと同じ周波数を有する出力電
圧の高調波成分を消去あるいは低減することが可能とな
る利点がもたらされる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す構成図、第２図は本発明
の他の実施例を示す構成図、第３図は従来の一般的な３
相出力圧弦波インバータで誘導電動機を駆動した場合の
、−相の出力電圧、電流および電動機発生トルクを示す
波形図、第４図は本発明を適用した場合の第３図と同様
の各成分を示す波形図、第５図は３相出力電圧形ＰＷＭ
インバータ主回路の一般的な例を示す回路図、第６図は
第５図におけるＵ相とＶ相の端子電圧波形と両者の相の
線間電圧波形を示す波形図、第７図はｐｗＭ制御方式の
一般的な例を示す構成図、第８図は第７図の動作を説明
するための各部波形図である。 符号説明 １１〜１４・・・リードオンリメモリ　（ＲＯＭ）、２
１．２２・・・掛算器、３・・・比較器、４１．４２・
・・逓倍器、５１．５２・・・加算器、Ｔｌｌ〜Ｔ１１
・・・正側スイッチ、Ｔ□〜Ｔ２．・・・負側スイッチ
、Ｄ、〜ＤＩ３１Ｄ２．〜Ｉ）ｚｔ・・・ダイオード。 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 代理人　弁理士　松　崎　　　清 第１図 １ム 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７Ｎ λ 第８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 変調信号と出力電圧指令値を代表する基準信号との大き
   さの大小関係にもとづき正電位または負電位側に接続さ
   れたスイッチング素子を切り換えて点弧することにより
   出力電圧波形を制御する電圧形ＰＷＭインバータの制御
   方式であって、前記変調信号および基準信号の基本周波
   数をそれぞれｆ＿ｃ、ｆ＿ｏとするとき、該基準信号に
   対しそのスイッチング動作にもとづいて発生するｎｆ＿
   ｃ±ｍｆ＿ｏ（ｎ、ｍは自然数） なる周波数成分と同じ周波数および大きさをもちかつ逆
   位相の関係となる周波数成分を重畳してＰＷＭ制御を行
   なうことを特徴とする電圧形ＰＷＭインバータの制御方
   式。