JPH02202397A - インバータ制御におけるｐｗｍ波形の算出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ この発明は空気調和機等に用いられるインバータ制御に
よるＰＷＭ波形の算出方法に係り、更に詳しくは制御率
が１を越えても、圧縮機モータの電流波形が歪まないよ
うにしたインバータ制御の方法に関するものである。

［従　来　例コ 従来、この種のインバータ制御によるＰＷＭ波形の算出
においては、三相の正弦波波形、互いに１２０度づつず
らしたＵ相、Ｖ相およびＷ相と三角波の基本波（キャリ
ア）を重畳し、この時点でそれら各相の正弦波とキャリ
アとの大小関係に基づいて得るようにしている。例えば
、第３図に示す正弦波１のＵ相を例にして説明すると、
Ｕ相がキャリア２より大きい部分を“１″とし、小さい
部分を１１０　Ｉ＋とすると（同図（ａ）に示す）、同
図（ｂ）に示されるようにパルス列が得られる。

ここで、第４図に示されるように、圧縮機の運転周波数
を８１．０Ｈｚ、制御率を１．０５０、キャリア数を３
３とした場合、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のパルス列は同図
（ａ）乃至（ｃ）に示されるようになる。それらパルス
列（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）をそれぞれスイッチング・
パワー・トランジスタのベースに印加すると、圧縮機の
三相モータのＵ−Ｖ、Ｖ−Ｗ。

Ｗ−Ｕにはそれぞれ同図（ｄ）乃至（ｆ）に示される電
圧波形が印加されるが、それら相聞電圧とモータ・コイ
ルのインダクタンス成分により、三相モータには同図（
ｄ）乃至（ｆ）の点線に示されるように、正弦波電流が
流れることになる。

そこで、第４図（ａ）乃至（ｃ）に示されるパルス列を
運転周波数毎に得るとともに、ディジタル化した信号列
として記憶部に記憶し、指令に応じて順次対応するパタ
ーンを切り替えることにより、三相モータを制御する電
圧パターン記憶方式が一般に用いられている。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、上記ＰνＨ波形の算出に際し、三相モータの
相間電圧は正弦波とキャリアの振幅比（制御率）により
決定されるが、その制御率が１を越えると、パルス列の
パルス数が少なくなる。すなわち、第４図（ａ）乃至（
ｃ）に示されるように、それぞれ正弦波の山付近に対応
する範囲（Ｕ、、　Ｖ、。

Ｗ、）と、谷付近に対応する範囲（Ｕ　、　、　Ｖ　−
、Ｗ　ｚ　）にはパルスがなく、それらパルス列は制御
率１以下の場合と比べると、その分パルス数が少なくな
る。すると、同図（ｄ）乃至（ｆ）の破線で示す電流波
形に歪が生じ、三相モータの騒音や振動の発生要因とな
るため、上記制御率が１以下に制限する必要があり、ま
たその制限がインバータ制御を種々利用しようとする場
合の障害ともなりかねない。

この発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、その
目的は制御率が１を越えても、モータの電流波形が歪こ
とのないようしたインバータ制御によるＰす河波形の算
出方法を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、この発明は、空気調和機等
の負荷をインバータ制御するためのＰＷＭ波形を算出す
るに際し、所定周波数のキャリア（三角波の基本波）に
対し、互いに１２０度位相のずれた三相の正弦波を重畳
し、この時点でそれら各相の正弦波と前記キャリアとの
大小関係により、前記ＰＩＩＭ波形のデータを得るイン
バータ制御におけるＰＷＭ波形の算出方法において、上
記三相の正弦波を歪波とし、上記キャリアに対しそれら
三相の歪波を重畳して上記ＰＷＭ波形のデータを算出す
るようにしたことを要旨とする。

また、この発明は、その歪波を正弦波（ｓｉｎωｔ）に
この正弦波の３ｎ次高調波（ｆ　（ω）　＝　（１／３
ｎ）ｓｉｎ３ｎωｔ；ｎは整数）を加えた波（ｓｉｎω
ｔ±１／３ｓｉｎ３ωし±１／６ｓｉｎ６ωｔ±１／９
ｓｉｎ９ωｔ・・・）としたことを要旨とする。

［作　　用コ 上記方法としたので、上記歪波のＵ相をｓｉｎωｔ＋　
１／３ｓｉｎ３　（１１ｔとすると、そのＵ相を１２０
度づつずらして■相およびＷ相が得られる。その歪波と
制御率１以上の関係を有するキャリアに対し、そのＵ相
を重畳した場合、第１図に示されるように、そのキャリ
アと歪波と殆ど交ねることになる。すなわち、その歪と
キャリアとの大小関係に基づいて得られるパルス列は、
キャリアに対して正弦波を重畳した場合と比較し、その
パルス数が多くなる（第１図（ｂ）のＰａ、・・・、Ｐ
ｆに示す）。このようにして、Ｕ相、■相およびＷ相の
電圧波形が得られ、これら電圧波形によるＵ−Ｖ相間、
ｖ−Ｗ相間およびＷ−Ｕ相間の電圧波形が圧縮機に印加
されるため、その圧縮機モータの電流波形の歪が極めて
小さく抑えられることになる。

［実　施　例］ 以下、この発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第１図（ａ）においては、キャリア２に対し、歪波（Ｕ
相）３が重畳されている。歪波３は基本波の正弦波（ｓ
ｉｎωｔ）にこの正弦波の３ｎ次高調波（ｆ（ω）　＝
　（１／３ｎ）ｓｉｎ３ｎωｔ；ｎは整数）を加算、あ
るいは減算した波（ｓｉｎωｔ±１／３ｓｉｎ３ωｔ±
１／６ｓｉｎ６ωｔ±１／９ｓｉｎ９ωｔ・・・）であ
る、なお、この実施例では、その歪波３はｓｉｎωｔ　
＋１／３ｓｉｎ３ωｔとしている。また、その歪波３を
１２０度づつずらして、Ｖ相およびＷ相の歪波を得てい
る。

そして、同図（ｂ）に示されるように、キャリア２に対
してその歪波３のＵ相を重畳することにより、その時点
でのＵ相電圧波形（パルス列）を得ることができる。と
ころで、同図（ａ）の二点鎖線に示されるように、制御
率が１を越える条件で、キャリア２に対して重畳する波
が正弦波１ａである場合、Ｕ相電圧波形（パルス列）の
パルスＰａ、　Ｐｂ。

Ｐｃ、Ｐｄ、Ｐｇ、Ｐｆが得られなくなる。このような
パルス数の少ないＵ相、Ｖ相およびＷＮ電圧波形により
得られるＵ−Ｖ、Ｖ−Ｗ、Ｗ−Ｕ相間電圧波形が圧縮機
の三相モータに印加されると、そのモータの電流波形が
歪むことになり、三相モータの騒音や振動の発生要因と
なる。

しかし、この発明では、上記制御率の条件下であっても
、同図（ａ）に示されるように、キャリア２に対して重
畳する波が歪波３であることからそれらパルスＰａ、Ｐ
ｂ、Ｐｃ、Ｐｄ、Ｐｅ、Ｐｆを得ることができる。ここ
で、第２図に示されるように、第４図と同様の条件、キ
ャリア周波数８１．０Ｈｚ、キャリア数３３、制御率１
．０５０の場合について説明すると、まず同図（ａ）の
Ｕ相電圧波形においては、第１図のパルスＰａ、Ｐｂ、
ＰｃおよびＰｄ、　Ｐｅ。

Ｐｆに対応する範囲Ｕａ、Ｕｂに、それぞれパルスが得
られる。すなわち、そのＵ相電圧波形のパルス列は、従
来例の第４図（ａ）に示されるように、同じ制御率１．
０５０でも、パルス数が減ることもなく、制御率１以下
の場合と同じパルス数を有することになる。また、同図
（ｂ）に示されるＶ相電圧波形の範ｇ！ＩＶａ、　Ｖｂ
、さらに同図（ｃ）に示されるＷ相電圧波形の範囲Ｗａ
、Ｗｂにおいても、同様にパルスが得られる。したがっ
て、それらＵ相、Ｖ相およびＷ相電圧波形により、三相
モータに印加される相間電圧波形、Ｕ−Ｖ、Ｖ−Ｗ、Ｗ
−Ｕ相間電圧波形が同図（ｄ）乃至（ｆ）に示されるよ
うになり、その三相モータの電流波形は同図（ｄ）乃至
（ｆ）の破線に示されるように、制御率１以下の場合と
同様に歪の少ないもとなる。

次に、上記ＰＷＭ波形の算出に際し、キャリア２に対し
重畳する波が正弦波（ｓｉｎωｔ）にこの正弦波の３ｎ
次高調波（±１／３ｓｉｎ３ωｔ±１／６ｓｉｎ６ωｔ
±１／９ｓｉｎ９ωｔ・・・）加えた歪波３である場合
について説明する。

まず、説明を簡略化するため、歪波のＵ相をｓｉｎ　（
１１ｔ　＋　１／３ｓｉｎ３　（１１ｔとし、そのＵ相
より１２０度ずらした■相を５ｉｎ（ωｔ＋２ｇ／３）
＋Ｌ／３ｓｉｎ３（ωｔ＋２ｃ／３）として、Ｕ−Ｖ相
間電圧波形ＶＵＶを求める。

すると、そのＵ−Ｖ相間電圧波形■υ−■は、Ｖ　Ｕ　
Ｖ　：　（ｓｉｎ　（Ｌ＋　ｔ　＋　１／３ｓｉｎ３　
ωｔ）−（ｓｉｎ（ω１＋２π／３）　＋　１／３ｓｉ
ｎ３（ωｔ＋２π／３））＝　ｓｉｎωｔ　−ｓｉｎ　
（ωｔ＋２π／３）となる。すなわち、高次の項がなく
なり、従来正弦波を用いた場合のＵ−Ｖ相間電圧波形Ｖ
υ−ｖ＝ＶＵ−Ｖｖ＝ｓｉｎωｔ−５ｉｎ（ωｔ＋２π
／３）と同じになることが分かる。なお、Ｖ−Ｗ相間電
圧波形およびＷ−Ｕ相間電圧波形についても、上記同様
にして説明することができる。

［発明の効果コ 以上説明したように、この発明のインバータ制御による
ＰＷＭ波形の算出方法によれば、キャリアに対して１２
０度づつずれた三相の歪波を重畳し。

この時点でのそれら各相の歪波とキャリアとの大小関係
により、ＰＷＭ波形を算出するようにしたので、制御率
が１を越えても、各相電圧波形（パルス列）のパルス数
を減らず、三相モータに印加する相間電圧波形が制御率
１以下で正弦波を用いた場合と略同じとなり、三相モー
タの電流波形の歪を小さくすることができ、その三相モ
ータの騒音や振動の発生要因を抑えることができる。ま
た。

この発明によれば、制御率が１を越えてもよく、インバ
ータ制御を種々利用することができるようになるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示し、インバータ制御に
よるＰ−に波形の算出方法を説明するための図、第２図
はそのＰＷＭ波形の算出による三相の電圧波形およびそ
れら相聞電圧波形図、第３図は従来のインバータ制御に
よるＰＷＭ波形の算出方法を説明するための図、第４図
は従来のＰＷＭ波形の算出による三相の電圧波形および
それら相聞電圧波形図である。 図中、１，１ａは正弦波、２はキャリア（三角波）、３
は歪波（ｓｕｎ　（Ｊ　ｔ±ｆ（ω））である。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）空気調和機等の負荷をインバータ制御するための
   ＰＷＭ波形を算出するに際し、所定周波数のキャリア（
   三角波の基本波）に対し、互いに１２０度位相のずれた
   三相の正弦波を重畳し、この時点でそれら各相の正弦波
   と前記キャリアとの大小関係により、前記ＰＷＭ波形の
   データを得るインバータ制御におけるＰＷＭ波形の算出
   方法において、前記三相の正弦波を歪波とし、前記キャ
   リアに対しそれら三相の歪波を重畳して前記ＰＷＭ波形
   のデータを算出するようにしたことを特徴とするインバ
   ータ制御におけるＰＷＭ波形の算出方法。
2. （２）前記歪波は、前記正弦波（ｓｉｎωｔ）にこの正
   弦波の３ｎ次高調波（ｆ（ω）＝（１／３ｎ）ｓｉｎ３
   ｎωｔ；ｎは整数）を加算、あるいは減算した波（ｓｉ
   ｎ［ωｔ±１／３］ｓｉｎ［３ωｔ±１／６］ｓｉｎ［
   ６ωｔ±１／９］ｓｉｎ９ωｔ・・・）とした請求項（
   １）記載のインバータ制御によるＰＷＭ波形の算出方法
   。
3. （３）前記歪波は前記正弦波（ｓｉｎωｔ）に３次高調
   波（１／３ｓｉｎ３ωｔ）を加えた請求項（１）記載の
   インバータ制御によるＰＷＭ波形の算出方法。