JPS62219771A - 水平偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は異なる水平偏向周波数に対応して、受像管等の
陰極線管の電子ビームを水平方向に偏向する水平偏向回
路に関する。

（従来の技術） 陰極線管（ブラウン管等の受像管）を用いて映像情報の
再現を行なう映像情報再生装置には、例えば、テレビジ
ョン受像機、各種の情報機器の端末装置として用いられ
るディスプレイ装置等がある。

このような映像情報再生装置では受像管上に映像情報を
再現するために周知のように所定の走査方法に従って受
像管の電子ビームを縦横方向に偏向する必要がある。

ところで、例えば、テレビジョン受像機において上述し
たような所定の走査方法は、再生すべき映像情報がどの
伝送される標準テレビジョン方式に従って伝送されてい
るかにより異なり、また、各種情報機器の端末装置とし
て用いられるディスプレイ装置においては、通常それぞ
れの機器毎に走査方法が設定されているので、通常ディ
スプレイ装置毎に走査方法は異なっている。

上述したように走査方法が異なる場合には、当然ながら
水平偏向回路及び垂直偏向回路等の偏向回路も異なる構
成となるが、異なる走査方法に対応してそれぞれの走査
方法専用の映像情報再生装置を生産していたのでは多種
少彊生産となり、生産管理及びコスト等の点において各
種の問題が発生するため、従来より複数の走査方法に対
応して動作するように構成された各種の偏向回路が提案
されていることは周知の通りである。

従来の水平偏向回路の一例を第４図の回路図に従って説
明する。

第４図において、１は同期分離回路等の前段回路（第４
図中に図示せず）から供給される水平偏向周波数ｆ、の
同期信＠Ｐに対応して方形波の信号Ｒを発振する発振回
路、２は発振回路１より出力される方形波の信号Ｒによ
り駆動される励起用のＮＰＮトランジスタ、３は動部用
のトランス、４は直流電源回路、５は水平偏向出力用の
ＮＰＮトランジスタ、６はダンパ用のダイオード、７は
帰線共振用のコンデンサ、８は偏向コイル、９は８字補
正用のコンデンサ、１０はフライバックトランス、１１
は高圧整流回路、１２は電圧レギュレータ、１３は直流
電源回路、１４は水平偏向出力回路である。

同期分離回路等の前段回路より第５図（Ａ）に示すよう
な同期信号Ｐを供給された発振回路１は第５図（Ｂ）に
示すような方形波の信号Ｒを出力し、この方形波の信号
Ｒはトランジスタ２のベースに供給されるので、トラン
ジスタ２のコレクタ・エミッタ間は方形波の信号Ｒに対
応して導通、非導通状態となる。

ｌ・ランジスタ２のコレクタはトランス３の一次、開巻
線３ａの一端に接続し、−次側巻線３ａの他端は直流電
源回路４を介して接地されている。

従って、トランス３の一次側巻線３ａにはトランジスタ
２の状態に対応して、第５図（Ｃ）に示すようなＩ−ラ
ンジスタ２のコレクタ電流１ｃｄが供給される。

トランス３の二次側巻線３ｂの一端及び他端はトランジ
スタ５のベース及びエミッタにそれぞれ接続している。

トランジスタ５のベースにはトランジスタ２のコレクタ
電流１ｃｄに対応した第５図（Ｄ＞に示すようなベース
電流１ｂが供給されるので、トランジスタ５はダイオー
ド６と共に、水平偏向周期Ｔｈのスイッチング動作を行
ない、トランジスタ５のコレクタには水平編向周期Ｔｈ
のフライバックパルスＶｐが発生する。

また、トランジスタ５、タイオード６、コンデンサ７、
偏向コイル８、コンデンサ９からなる回゛路は公知の水
平偏向出力回路１４で、その動作の説明は省略するが、
結局偏向コイル８には水平偏向周波数ｆＨののこぎり波
型流Ｓが流れるので、のこぎり波型流Ｓで駆動される偏
向コイル８により電子ビームの水平偏向を行なうことが
できる。

フライバックトランス１０の一次側巻線１０ａの一端は
トランジスタ５のコレクタに接続され、他端は直列に接
続された電圧レギュレータ１２及び直流電源回路１３を
介して接地されている。

トランジスタ５のコレクタには上述したように水平偏向
周期ＴｈのフライバックパルスＶｐが発生するので、フ
ライバックトランス１０の二次側巻線１０ｂにはフライ
バックパルスＶｐが昇圧された高圧パルスｖｈが発生し
、高圧パルスｖｈは高圧整流回路１１で整流されて直流
高圧電圧■Ｅｌｆ□として出力される。

ところで、第４図に示した水平偏向回路は、種々の水平
偏向周波数＋Ｈに対応する構成となってるため、水平偏
向周波数への変化に伴い上述した方形波の信号Ｒ１フラ
イバックパルスＶｐ１のこぎり波型流Ｓも変化しなけれ
ばならない。

ところで、電圧レギュレータ１２の出力電圧をＥｂ２１
．偏向の走査期間の長さをＴｓ、偏向コイル８のインダ
クタンスをＬｙとすると、Ｉｔ）Ｄ＝Ｅｔ）２＋・ＴＳ
／Ｌ’ｌ／となる。ここで、のこぎり波電流Ｓのピーク
ピーク値１ｐｐを一定に保つ必要があるが、水平偏向用
＋ｌ１ＩＴｈの変化に対応して走査期間Ｔｓも変化する
ため、のこぎり波電流Ｓのピークピーク値１ｐρを一定
に保つためには電圧レギュレータ１２の出力電圧ＥＥ）
２＋、あるいは、偏向コイル８のインダクタンスＬｙの
いずれかを変化させる必要があるが、偏向コイル８のイ
ンダクタンスＬ’ｌ／を変化させることは難しいので、
通常電圧レギュレータ１２の出力電圧Ｅｂ２１を変化さ
せることになる。

つまり、電圧レギュレータ１２により直流電圧Ｅｂ２を
制御して直流電圧Ｅｂ２＋を走査期間ＴＳに反比例して
変化させればよい。

ところで、第４図に示した水平偏向回路において水平偏
向用１１ＤＴｈが短い場合（例えば、偏向周期Ｔｈｅ）
の動作を第５図（Ａ）〜第５図（Ｅ）で示し、水平偏向
用＋１Ｔｈが長い場合（例えば、偏向周期Ｔｈ２）の動
作を第６図（Ａ）〜第６図（Ｅ）で示す。

第５図（Ａ）に示す同期信号Ｐに対応して第５図（Ｂ）
に示すような方形波の信号Ｒがトランジスタ２のベース
に供給され、トランジスタ２のコレクタ・エミッタ間は
信号Ｒの振幅が正の期間より期間ＴＳ＋だけ長い期間に
わたって導通状態となるので、トランジスタ２のコレク
タ電流１ｃｄは第５図（Ｃ）に示すようになる。

第５図（Ｃ）において期間ＴＳ＋はトランジスタ２の蓄
積期間で、この蓄積期間ＴＳ＋が終了してコレクタ電流
１ｃｄの振幅が零になった位置よりトランジスタ５のベ
ース電流１ｂが第５図（Ｄ）に示すように流れ出し、ト
ランジスタ２のコレクタ電流１ｃｄが再び流れ出すまで
流れる。

トランジスタ５のベース電流Ｉｂの初期値１ｂ。

はトランジスタ２のコレクタ電流ｌｅｄがトランス３の
一次側巻線３ａのインダクタンスしに蓄えられたエネル
ギによって定まり、また、トランジスタ５のベース電流
１ｂは時間と共に、指数関数的に減少してゆき、トラン
ジスタ２のコレクタ電流ｌｃｄが流れ始める位置で振幅
が零になる。

また、トランジスタ５のコレクタ電流ＩＣはベース電流
Ｉｂによりトランジスタ５が導通する導通期間から更に
トランジスタ５の蓄積期間Ｔ８２分だけ余分に流れ続け
、第５図（Ｅ）に示すように最大値１ｃｐの三角波電流
となる。

従って、トランジスタ５のベース電流Ｉｂが減少して第
５図（Ｄ）に示すように最終値１ｂ＋になった際に、ト
ランジスタ５のコレクタ電流１ｃは最大値（Ｉｃｐ）付
近に達するので、トランジスタ５のベース電流ｔｂの最
終値１ｋ）＋はこの時点でも充分余裕をもって、トラン
ジスタ５を飽和状態にできる様に初期値１ｂｏも比較的
大きな値に設定する必要がある。

次に第６図（Ａ）に示すように水平偏向周期Ｔｈが長い
場合（例えば、偏向周期Ｔｈ２）は繰返し周期が大きく
なるが、第６図（Ｂ）に示す方形波の信号Ｒの期間を簡
単に長くすることはできない、また、トランス３の一次
側巻線３ａのＱはトランス３の大型化を防止するために
あまり高く設定することもできない、また、仮に、Ｑを
高く設定できたとしても、トランジスタ２が非導通状態
となる遮断時のトランジスタ２のコレクタ電圧の飛上が
りが大きくなりトランジスタ２の耐圧を越える虞れがあ
るという理由より、トランス３の一次巻線３ａの巻線抵
抗Ｒｏの値を無視することができなくなる。

従って、第６図（Ｃ）に示すトランジスタ２のコレクタ
電流１ｃｄのパルスが終了する際の電流の娠幅値１　ｃ
ｄ　Ｉは主に、電源電圧の値Ｅｂ＋及びトランス３の一
次側巻線抵抗ＲＯの値で決定され、偏向周期Ｔｈ２及び
パルス幅に影響を与えることは少ない。従って、第５図
（Ｃ）に示したトランジスタ２のコレクタ電流１ｃｄの
値■ｃｄ１と第６図（Ｃ）に示したトランジスタ２のコ
レクタ電流１ｃｄの値１ｃｄ２との間の差はほとんどな
い。

また、トランジスタ５のベース電流１ｂの初期値１ｂｏ
はトランス３の一次側巻線３ａに蓄積されたエネルギー
によって定まるから、１−ランジスタ２のコレクタ電流
ｌａｄの値が同じような値であれば、トランジスタ５の
ベース電流の初期値ＩｂＯの値も略同−となる。

トランジスタ５のベース電流ｉｂの値は上述したように
指数関数的に減少してゆくので、水平偏向周期Ｔｈが長
い偏向用ＦＩ］ＴＦ１２の場合はベース電流１ｂの持続
時間が長くなり、第６図（Ｄ）に示すようにベース電流
の最終値Ｉｂ１１が第５図（Ｄ）に示したベース電流の
最終値Ｉｂ１に比べて小さくなってしまう。

このため、第６図（Ｄ）に示すトランジスタ５のベース
電流Ｉｂの最終値Ｉｂ＋＋ではトランジスタ５を充分に
飽和せさてコレクタ電流１ｃを流すことが困難となり、
よって、トランジスタ５のエミッタ・コレクタ間の電圧
降下が大となり、内部損失が増加する。これを防止する
ために第６図（Ｄ）に示すベース電流の最終値ＩｂＩ＋
を充分に大となるように設定すると、第５図（Ｄ）に示
すベース電流の最終値１ｂ＋が必要以上に大きな値とな
るので、トランジスタ５のコレクタＴｓ　Ｐａ　Ｉ　ｃ
の降下時間Ｔｆが長くなり、この部分での損失が増加す
るという問題点を有していた。

上述したように第４図に示した水平偏向回路では水平偏
向周波数ｆｎを変化させると全周波数範囲にわたって最
適励振条件を満足することができないため、出力用のト
ランジスタ５の損失が増加し、信頼性が低下するという
問題点を有していた。

そこで、本発明は上述の問題点を解決するために水平偏
向出力回路を励振する励振回路の電源電圧を水平偏向周
波数が高くなるに従って低下させるように可変制御する
ことにより、供給される水平偏向周波数に対してＲ適な
水平偏向出力回路の励振条件を設定し、水平偏向出力回
路の能動素子の損失を最小限にして信頼性を向上させる
ことができる水平偏向回路を提供することを目的とする
。

（問題点を解決するための手段） 本発明は上述のような問題点を解決するために第１図に
示す如き構成の水平偏向回路を提供するものである。第
１図に示した水平偏向回路は、水平偏向周波数の信号Ｐ
に同期した発振信号Ｒを出力する発振回路１と、 発振信号Ｒを増幅して後段回路を励振する励振回路（ト
ランジスタ２．１〜ランス３）と、水平方向に電子ビー
ムを偏向する偏向コイルを励振回路（トランジスタ２、
ｌ・ランス３）から出力される信号に対応して前記水平
偏向周波数にかかわらず常にビークビーク値が一定の偏
向電流により駆動する水平偏向出力回路１４とから構成
した水平偏向回路において、 励振回路（トランジスタ２、トランス３）に供給する電
源電圧Ｅ　ｂ　＋＋を前記水平偏向周波数にか高くなる
に従って低下するように制御する電圧制御回路（電圧レ
ギュレータ１５）を具備して構成した。

（作　用） 水平偏向周波数が高くなるに従って低下させた電源電圧
Ｅ　ｔ）　＋＋を励振回路（トランジスタ２、トランス
３）に供給することにより、水平偏向出力′回路の励振
条件を供給される水平偏向周波数に対して最適に設定す
ることができる。

（実　施　例） 第１図は本発明になる水平偏向回路の一実施例のブロッ
ク系統図である。第１図において第４図と同一の構成部
分には同一の符号を付してその説明を省略する。

第１図において、１５は電圧レギュレータで、トランス
３の一次側巻線３ａの他端と直流電源回路４との間に介
挿され、直流電源回路４の出力電圧Ｅｂ１を電圧レギュ
レータ１２の出力電圧Ｅｂ２＋に対応させて制御した電
圧Ｅ　’Ｄ　ｕをトランス３の一次側巻線３ａに印加す
る。

ところで、電圧Ｅｂ２１は上述したように走査ｌｖ１間
Ｔｓに反比例して変化させればよいのであるから、水平
偏向周波数ｆ。に関しては第２図中に実線で示したよう
に水平偏向周波数ｆＨに比例して略直線的に変化する。

一方、励振電流Ｉｔ）＋は上述したように水平偏向周期
Ｔｈが短い場合（ｌ；ｉ同周期ＴＦ１＋）に過剰となり
、水平偏向周期Ｔｈが長い場合（偏向周期Ｔｈ２）に不
足するので、これを解決するためには、電圧レギュレー
タ１５から構成される装置Ｅ　ｂ　＋＋を水平偏向周期
Ｔｈが短い時は低く、水平偏向周期Ｔｈが長い時は高く
するようにしてやればよい。

すなわち、水平偏向周波数ｆ、に関しては、第２図中に
破線で示したように水平偏向周波数ｆ１１の増加と共に
、電圧Ｅ　ｂ　ｎが減少するように制御すればよいこと
になる。

このように、電圧Ｅ　ｔ）　１１の値を水平偏向周波数
ｆｎ及び電圧レギュレータ１２の出力電圧Ｅｂｚ＋に対
応して変化させれば、水平偏向周波数千□が変化しても
最適な励振電流をトランジスタ５のベースに供給するこ
とができるので、トランジスタ５の損失を最小限にする
ことができる。

以下に、第３図を参照して電圧レギュレータ１５の具体
的回路の一例を説明する。

第３図において、１６．１７はそれぞれ抵抗値Ｒ１及び
Ｒ２の抵抗器、１８はＮＰＮ＋−ランジスタ、１９は抵
抗値Ｒｅの抵抗器、２０はＮＰＮトランジスタ、２１は
抵抗値Ｒｂのｌ・ランジスタ２ｏのベースバイアス用の
抵抗器、２２はトランス３の一次巻線３ａのリップル分
を流す平滑用のコンデンサ゛である。

電圧レギュレータ１２の出力電圧Ｅｂ２１は抵抗器１６
を介してトランジスタ１８のベースに供給される。また
、トランジスタ１８のベースは抵抗器１７を介して接地
されている。

トランジスタ１８のエミッタは抵抗器１９を介して接地
され、トランジスタ１８のコレクタはトランジスタ２０
のベースに接続され、トランジスタ２０のベースは抵抗
器２１を介してトランジスタ２０のコレクタに接続され
、トランジスタ２０のコレクタは直流電源回路４（第３
図中に図示せず）に接続されている。トランジスタ２０
のエミッタはコンデンサ２２を介して接地されると共に
、トランス３の一次側巻線３ａの他端に接続されている
。

上述したような構成でトランジスタ１８．２０のｈｆｅ
がある程度大で、ベース・エミッタ間電圧がＥ　ｂ　＋
＋に比べて充分に小さい場合には以下に示すような近似
式が成立する。

Ｅｂ２２→Ｅｂｚ＋−Ｒ２／（Ｒ＋−ＩＲ２）また、ト
ランジスタ１８．２０のベース・エミッタ間電圧をそれ
ぞれＶｔ）ｅ＋　、Ｖｂｅ２とすると、ＩＣ’＝Ｉｅ＝
　（Ｅｂｚｚ−Ｖｂｅ１）／ＲｅＥｂｎ＝Ｅｂｚ　　Ｒ
ｔ）（ＩＣ＋Ｉｔ））−Ｖｂｅ２以上、の式を整理する
と、 となり、第２図に示すように電圧Ｅｂｚ＋が水平偏向周
波数ｆＨの増加に伴って直線的に増加すれば、Ｅ　ｂ　
＋＋は直線的に減少する傾向に設定することができ、従
って、トランジスタ５のベース電’ａ　Ｉ　ｂのＲｎ値
１ｔ）＋を水平偏向周波数ｆｔ１に対応させて最適な値
に設定することかできるようになる。

なお、第１図において直流電源回路４と直流電源回路１
３とは異なる構成部分として説明したが、設計条件次第
では共通にすることも可能であることはいうまでもない
。

（発明の効果） 本発明は上ｉ！Ｌの如き構成であるので、水平偏向出力
回路の励振条件を供給される水平偏向周波数に対して最
適に設定し、水平偏向出力回路の能動素子の損失を最小
限にして信頼性を向上させることができるという利点を
有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明になる水平偏向回路の一実施例のブロッ
ク系統図、第２図は第１図に示した水平偏向回路の動作
を説明するための図、第３図は第１図に示した水平偏向
回路の電圧レギュレータ１５の一例を示す回路図、第４
図は従来の水平偏向回路の一例のブロック系統図、第５
図（Ａ）〜（Ｅ）及び第６図（Ａ）〜（Ｅ）は第４図に
示した水平偏向回路の一例の動作を説明するための図で
ある。 １・・・水平偏向用の発振回路、 ２・・・励振用の１−ランジスタ、 ３・・・励振用のトランス、 ４．１３・・・直流電源回路、 ５・・・出力用のトランジスタ、 ８・・・偏向コイル、１０・・・フライバックトランス
、１２．１５・・・電圧レギュレータ、 １４・・・水平偏向回路。 才　Ｉ　図 第２　記 ｔ３ａ ゲ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）水平偏向周波数の信号に同期した発振信号を出力
   する発振回路と、 この発振信号を増幅して後段回路を励振する励振回路と
   、 水平方向に電子ビームを偏向する偏向コイルをこの励振
   回路から出力される信号に対応して前記水平偏向周波数
   にかかわらず常にピークピーク値が一定の偏向電流によ
   り駆動する水平偏向出力回路とから構成した水平偏向回
   路において、 前記励振回路に供給する電源電圧を前記水平偏向周波数
   が高くなるに従って低下するように制御する電圧制御回
   路を具備したことを特徴とする水平偏向回路。
2. （２）電圧制御回路は前記水平偏向周波数に対応して偏
   向コイルを駆動する偏向電流のピークピーク値を一定と
   するために変化する水平偏向出力回路の電源電圧が高く
   なるに従って前記励振回路に供給される電源電圧が低下
   するように構成したことを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載の水平偏向回路。