JPS6224976B2 - - Google Patents
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- JPS6224976B2 JPS6224976B2 JP52061426A JP6142677A JPS6224976B2 JP S6224976 B2 JPS6224976 B2 JP S6224976B2 JP 52061426 A JP52061426 A JP 52061426A JP 6142677 A JP6142677 A JP 6142677A JP S6224976 B2 JPS6224976 B2 JP S6224976B2
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 24
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 16
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 2
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は互いに同期のとれた二つのベースバン
ドデイジタル信号で同相キヤリアと直交キヤリア
を振幅変調した直交振幅変調信号の受信に際し復
調後ベースバンド信号の符号間干渉を適応的に抑
圧する二次元自動等化器に関わり、特に、送信側
の二つのベースバンド信号即ち同相送信信号およ
び直交送信信号間に一定の遅延が存在する直交振
幅変調信号に対しても有効な適応自動等化を行う
ことができる二次元自動等化器に関する。
ドデイジタル信号で同相キヤリアと直交キヤリア
を振幅変調した直交振幅変調信号の受信に際し復
調後ベースバンド信号の符号間干渉を適応的に抑
圧する二次元自動等化器に関わり、特に、送信側
の二つのベースバンド信号即ち同相送信信号およ
び直交送信信号間に一定の遅延が存在する直交振
幅変調信号に対しても有効な適応自動等化を行う
ことができる二次元自動等化器に関する。
従来、直交振幅変調信号（以下QAM信号と称
す）は周波数も位相も完全に同期のとれた二つの
ベースバンドデイジタル信号即ち同相送信信号と
直交送信信号で同相キヤリアと直交キヤリアを振
幅変調する事によつて生成され、このQAM信号
に対する復調後ベースバンド信号の自動等化はい
わゆる複素自動等化器によつて達成されていた。
しかし一般に該同相送信信号と該直交送信信号と
は必ずしも位相まで一致している必要は無く、両
信号間に一定の遅延差が存在していても変調キヤ
リアが直交関係を保つている以上両信号の直交性
は保たれる。昭和51年特許願68523号によれば、
前記遅延差を入力ベースバンドデイジタル信号の
クロツク周期Ｔの半分即ちT/2として得られる
QAM信号を予め定められた周波数配置にて複数
個並列伝送することにより、狭い占有帯域にて高
能率なデータ伝送を可能とする直交多重信号伝送
方式が得られることが知られている。この例のよ
うに、同相送信信号と直交送信信号との間に適当
な量の遅延を導入することにより各種の新しい変
調方式を工夫することができ、従来にも増してデ
ータ伝送系のシステム設計上の自由度が大きくな
る。
す）は周波数も位相も完全に同期のとれた二つの
ベースバンドデイジタル信号即ち同相送信信号と
直交送信信号で同相キヤリアと直交キヤリアを振
幅変調する事によつて生成され、このQAM信号
に対する復調後ベースバンド信号の自動等化はい
わゆる複素自動等化器によつて達成されていた。
しかし一般に該同相送信信号と該直交送信信号と
は必ずしも位相まで一致している必要は無く、両
信号間に一定の遅延差が存在していても変調キヤ
リアが直交関係を保つている以上両信号の直交性
は保たれる。昭和51年特許願68523号によれば、
前記遅延差を入力ベースバンドデイジタル信号の
クロツク周期Ｔの半分即ちT/2として得られる
QAM信号を予め定められた周波数配置にて複数
個並列伝送することにより、狭い占有帯域にて高
能率なデータ伝送を可能とする直交多重信号伝送
方式が得られることが知られている。この例のよ
うに、同相送信信号と直交送信信号との間に適当
な量の遅延を導入することにより各種の新しい変
調方式を工夫することができ、従来にも増してデ
ータ伝送系のシステム設計上の自由度が大きくな
る。
しかしながら従来は、上記の如く同相送信信号
と直交送信信号との間に一定の遅延差を存する
QAM信号の復調後ベースバンド自動等化に対し
て有効な手段が無かつたため、前記の直交多重信
号伝送方式を実現する上で障害となつていた。
と直交送信信号との間に一定の遅延差を存する
QAM信号の復調後ベースバンド自動等化に対し
て有効な手段が無かつたため、前記の直交多重信
号伝送方式を実現する上で障害となつていた。
本発明の目的はこのような遅延差を含むQAM
信号の復調後ベースバンド自動等化に対して充分
その等化能力を発揮し得る二次元自動等化器を提
供するものである。
信号の復調後ベースバンド自動等化に対して充分
その等化能力を発揮し得る二次元自動等化器を提
供するものである。
以下図面を用いて本発明を説明する。
第１図は上述の如く遅延差を含むQAM信号の
伝送系を表わすブロツク図である。１，２の入力
端には各クロツク周期Ｔ秒で且つ互いに同期のと
れたデータ系列｛ａK｝及び｛ｂK｝が入力され
る。｛ａK｝および｛ｂK｝は同一の周波数応答特
性を有する送信側ベースバンドフイルタ３，４を
各々通過し波形成形された後、ベースバンドフイ
ルタ３の出力はそのまま同相送信信号となり、ベ
ースバンドフイルタ４の出力は遅延回路５によつ
てＴD秒（ただしＴD秒Ｔ）の遅延を与えられて
（−）直交送信信号となる。同相送信信号は変調
器６において同相キヤリアを乗ぜられ、直交送信
信号は変調器７において直交キヤリアを乗ぜられ
た後これら変調器出力は８の加算器で加算されて
QAM信号を形成する。更にQAM信号は伝送路９
を通過して受信側に伝送され、復調器１０，１１
に入力される。復調器１０では、受信信号に同相
キヤリアが乗ぜられその出力は受信側ベースバン
ドフイルタ１２に印加される。復調器１１では受
信信号に直交キヤリアが乗ぜられ、その出力は受
信側ベースバンドフイルタ１３に印加される。受
信側ベースバンドフイルタ１２の出力は遅延回路
１４にてＴ秒の遅延を受けた後出力端１６に現わ
れる。受信側ベースバンドフイルタ１３の出力は
遅延回路１５にて（Ｔ―ＴD）秒の遅延を受けた
後出力端１７に現われる。
伝送系を表わすブロツク図である。１，２の入力
端には各クロツク周期Ｔ秒で且つ互いに同期のと
れたデータ系列｛ａK｝及び｛ｂK｝が入力され
る。｛ａK｝および｛ｂK｝は同一の周波数応答特
性を有する送信側ベースバンドフイルタ３，４を
各々通過し波形成形された後、ベースバンドフイ
ルタ３の出力はそのまま同相送信信号となり、ベ
ースバンドフイルタ４の出力は遅延回路５によつ
てＴD秒（ただしＴD秒Ｔ）の遅延を与えられて
（−）直交送信信号となる。同相送信信号は変調
器６において同相キヤリアを乗ぜられ、直交送信
信号は変調器７において直交キヤリアを乗ぜられ
た後これら変調器出力は８の加算器で加算されて
QAM信号を形成する。更にQAM信号は伝送路９
を通過して受信側に伝送され、復調器１０，１１
に入力される。復調器１０では、受信信号に同相
キヤリアが乗ぜられその出力は受信側ベースバン
ドフイルタ１２に印加される。復調器１１では受
信信号に直交キヤリアが乗ぜられ、その出力は受
信側ベースバンドフイルタ１３に印加される。受
信側ベースバンドフイルタ１２の出力は遅延回路
１４にてＴ秒の遅延を受けた後出力端１６に現わ
れる。受信側ベースバンドフイルタ１３の出力は
遅延回路１５にて（Ｔ―ＴD）秒の遅延を受けた
後出力端１７に現われる。
さて本発明になる二次元自動等化器は第１図の
出力端１６，１７に現われた同相信号および直交
信号に対し適応的な等化を施し所望のデータ系列
を得ようとするものである。一般に二次元等化器
は第２図に示す信号線図で表現でき、２１，２２
に示される２つの入力端に印加される互いに干渉
し合つた信号に対し２５，２６のたすきがけ部分
を用いて各々の信号に含まれる干渉分を除去し２
７，２８の出力端には干渉分の補償された信号を
得る。ここで第１図の遅延差を含むQAM信号の
伝送系において、同相送信信号が受信側直交信号
に混入する干渉分および直交送信信号が受信側同
相信号に混入する干渉分は各々相対的にＴD秒の
時間進みおよびＴD秒の時間遅れを有する事が解
る。従つて第２図の二次元等化器でこれらの干渉
分を除去するには２５のたすきがけ部分にてＴD
秒の時間進みを与え、２６のたすきがけ部分にて
ＴD秒の時間遅れを与えておけばよい。
出力端１６，１７に現われた同相信号および直交
信号に対し適応的な等化を施し所望のデータ系列
を得ようとするものである。一般に二次元等化器
は第２図に示す信号線図で表現でき、２１，２２
に示される２つの入力端に印加される互いに干渉
し合つた信号に対し２５，２６のたすきがけ部分
を用いて各々の信号に含まれる干渉分を除去し２
７，２８の出力端には干渉分の補償された信号を
得る。ここで第１図の遅延差を含むQAM信号の
伝送系において、同相送信信号が受信側直交信号
に混入する干渉分および直交送信信号が受信側同
相信号に混入する干渉分は各々相対的にＴD秒の
時間進みおよびＴD秒の時間遅れを有する事が解
る。従つて第２図の二次元等化器でこれらの干渉
分を除去するには２５のたすきがけ部分にてＴD
秒の時間進みを与え、２６のたすきがけ部分にて
ＴD秒の時間遅れを与えておけばよい。
本発明になる二次元自動等化器はこの原理に基
いて構成された新規なる二次元自動等化器であり
その一般的実施例は第３図のブロツク図で表わさ
れる。
いて構成された新規なる二次元自動等化器であり
その一般的実施例は第３図のブロツク図で表わさ
れる。
即ち第３図に示す本発明の一般的実施例におい
て３１，３２，３３，３４は各々第一、第二、第
三、第四の入力端であり、３５，３６，３７，３
８は各々前記第一の入力端乃至第四の入力端に接
続され単位遅延時間がＴ秒である単位遅延素子が
（Ｍ―１）個縦続接続された第一の遅延回路乃至
第四の遅延回路であり、４５は、１番目乃至Ｍ番
目の第一のタツプ係数を発生するＭ個の第一のタ
ツプ係数発生回路であり、４６は１番目乃至Ｍ番
目の第二のタツプ係数を発生するＭ個の第二のタ
ツプ係数発生回路であり、３９は前記第一の遅延
回路のｍ番目のタツプ出力（入力側から（ｍ−
１）個目の単位遅延素子の出力ただしｍが１の時
は入力信号そのもの）と前記ｍ番目の第一のタツ
プ係数との積を第（2m―１）番目の入力とし前
記第四の遅延回路のｍ番目のタツプ出力と前記ｍ
番目の第二のタツプ係数との積を第（2m）番目
の入力とし第１番目乃至第（2M）番目の入力を
全て加算する第一の加算回路であり、４０は前記
第二の遅延回路のｍ番目のタツプ出力と前記ｍ番
目の第一のタツプ係数との積を第（2m）番目の
入力とし、前記第三の遅延回路のｍ番目のタツプ
出力と前記ｍ番目の第二のタツプ係数との積をそ
の極性を反転して第（2m―１）番目の入力とし
第１番目乃至第（2M）番目の入力を全て加算す
る第二の加算回路であり、４１は前記第一の加算
回路の出力を一定時間Ｔ秒毎に識別判定する第一
の判定回路であり、４２は前記第二の加算回路の
出力を一定時間Ｔ秒毎に識別判定する第二の判定
回路であり、４３は前記第一の加算回路の出力と
該第一の判定回路の出力との誤差を検出する第一
の誤差検出回路であり、４４は前記第二の加算回
路の出力と該第二の判定回路の出力との誤差を検
出する第二の誤差検出回路であり、４７は前記第
一の遅延回路のｍ番目のタツプ出力と該第一の誤
差検出回路の出力との相関および前記第二の遅延
回路のｍ番目のタツプ出力と該第二の誤差検出回
路の出力との相関の和に応じてｍ番目の第一のタ
ツプ係数制御回路であり、４８は前記第四の遅延
回路のｍ番目のタツプ出力と該第一の誤差検出回
路の出力との相関および前記第三の遅延回路のｍ
番目のタツプ出力と該第二の誤差検出回路の出力
との相関の差に応じてｍ番目の第二のタツプ係数
制御信号を生成する総計Ｍ個の第二のタツプ係数
制御回路であり、４９，５０は出力端である。第
１図の出力端１６に現われる同相信号を第３図の
第一の入力端３１に印加し、第１図の出力端１７
に現われる直交信号を第３図の第二の入力端３２
に印加し、第一の入力端３１に印加された信号を
相対的にＴD秒進めた信号を第三の入力端３３に
印加し、第二の入力端３２に印加された信号を相
対的にＴD秒遅らせた信号を第四の入力端３４に
印加すれば、第２図で述べた原理により第１図で
示される遅延差を含むQAM信号の伝送系に対
し、第３図に示す本発明になる二次元自動等化器
が復調後ベースバンド信号の適応的な等化を行い
得る事になる。なお第１図の伝送系で同相送信信
号と直交送信信号の遅延関係が逆である場合は、
（即ち同相送信信号が直交送信信号に対しＴD秒遅
れている時は、）第３図の第一の入力端３１と第
二の入力端３２に印加する信号を相補的に（直交
信号を第一の入力端３１に印加し、同相信号を第
二の入力端３２に印加する）入替えれば良いこと
は明白である。
て３１，３２，３３，３４は各々第一、第二、第
三、第四の入力端であり、３５，３６，３７，３
８は各々前記第一の入力端乃至第四の入力端に接
続され単位遅延時間がＴ秒である単位遅延素子が
（Ｍ―１）個縦続接続された第一の遅延回路乃至
第四の遅延回路であり、４５は、１番目乃至Ｍ番
目の第一のタツプ係数を発生するＭ個の第一のタ
ツプ係数発生回路であり、４６は１番目乃至Ｍ番
目の第二のタツプ係数を発生するＭ個の第二のタ
ツプ係数発生回路であり、３９は前記第一の遅延
回路のｍ番目のタツプ出力（入力側から（ｍ−
１）個目の単位遅延素子の出力ただしｍが１の時
は入力信号そのもの）と前記ｍ番目の第一のタツ
プ係数との積を第（2m―１）番目の入力とし前
記第四の遅延回路のｍ番目のタツプ出力と前記ｍ
番目の第二のタツプ係数との積を第（2m）番目
の入力とし第１番目乃至第（2M）番目の入力を
全て加算する第一の加算回路であり、４０は前記
第二の遅延回路のｍ番目のタツプ出力と前記ｍ番
目の第一のタツプ係数との積を第（2m）番目の
入力とし、前記第三の遅延回路のｍ番目のタツプ
出力と前記ｍ番目の第二のタツプ係数との積をそ
の極性を反転して第（2m―１）番目の入力とし
第１番目乃至第（2M）番目の入力を全て加算す
る第二の加算回路であり、４１は前記第一の加算
回路の出力を一定時間Ｔ秒毎に識別判定する第一
の判定回路であり、４２は前記第二の加算回路の
出力を一定時間Ｔ秒毎に識別判定する第二の判定
回路であり、４３は前記第一の加算回路の出力と
該第一の判定回路の出力との誤差を検出する第一
の誤差検出回路であり、４４は前記第二の加算回
路の出力と該第二の判定回路の出力との誤差を検
出する第二の誤差検出回路であり、４７は前記第
一の遅延回路のｍ番目のタツプ出力と該第一の誤
差検出回路の出力との相関および前記第二の遅延
回路のｍ番目のタツプ出力と該第二の誤差検出回
路の出力との相関の和に応じてｍ番目の第一のタ
ツプ係数制御回路であり、４８は前記第四の遅延
回路のｍ番目のタツプ出力と該第一の誤差検出回
路の出力との相関および前記第三の遅延回路のｍ
番目のタツプ出力と該第二の誤差検出回路の出力
との相関の差に応じてｍ番目の第二のタツプ係数
制御信号を生成する総計Ｍ個の第二のタツプ係数
制御回路であり、４９，５０は出力端である。第
１図の出力端１６に現われる同相信号を第３図の
第一の入力端３１に印加し、第１図の出力端１７
に現われる直交信号を第３図の第二の入力端３２
に印加し、第一の入力端３１に印加された信号を
相対的にＴD秒進めた信号を第三の入力端３３に
印加し、第二の入力端３２に印加された信号を相
対的にＴD秒遅らせた信号を第四の入力端３４に
印加すれば、第２図で述べた原理により第１図で
示される遅延差を含むQAM信号の伝送系に対
し、第３図に示す本発明になる二次元自動等化器
が復調後ベースバンド信号の適応的な等化を行い
得る事になる。なお第１図の伝送系で同相送信信
号と直交送信信号の遅延関係が逆である場合は、
（即ち同相送信信号が直交送信信号に対しＴD秒遅
れている時は、）第３図の第一の入力端３１と第
二の入力端３２に印加する信号を相補的に（直交
信号を第一の入力端３１に印加し、同相信号を第
二の入力端３２に印加する）入替えれば良いこと
は明白である。
第４図には本発明になる二次元自動等化器の具
体的な一実施例を示す。ただし、図面上では、簡
単のため遅延ＴDをクロツク周期Ｔの半分即ちT/
２に等しくした場合を示している。第４図におい
て５１，５２は第一、第二の入力端であり、５４
はＴD秒遅延素子、５５は（Ｔ―ＴD）秒遅延素
子、５３，５６，５７，５８，５９，６０，６
１，６２，６３，６４は全てＴ秒遅延素子であ
り、６５〜７６，８９〜９２，９５〜９８，１０
１〜１０４は全て２入力の乗算を行う乗算器であ
り、７７，７８は多入力の加算又は減算を行う加
算器であり、７９，８０は判定回路であり、８
１，８２，９３，９４，９９，１００，１０５，
１０６は２入力の加算又は減算を行う加算器であ
り、８３，８４，８５は第一のタツプ係数発生回
路であり、８６，８７，８８は第二のタツプ係数
発生回路である。いま入力端５１，５２に印加さ
れる信号を各々ｘ（ｔ＋Ｔ）、ｙ（ｔ＋Ｔ）とす
れば、遅延素子５３，５４，５５，５６、の出力
は各々ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ−ＴD）、ｘ（ｔ＋ＴD）、
ｙ（ｔ）と表わされる。第一のタツプ係数発生回
路８３，８４，８５の出力を各々Ｃ1、-1、Ｃ1、
０，Ｃ1、1とし第二のタツプ係数発生回路８６，
８７，８８の出力を各々Ｃ2、-1，Ｃ2、0，Ｃ2、1
とすれば、加算器７７の出力α（ｔ）および加算
器７８の出力β（ｔ）は次式で与えられる。
体的な一実施例を示す。ただし、図面上では、簡
単のため遅延ＴDをクロツク周期Ｔの半分即ちT/
２に等しくした場合を示している。第４図におい
て５１，５２は第一、第二の入力端であり、５４
はＴD秒遅延素子、５５は（Ｔ―ＴD）秒遅延素
子、５３，５６，５７，５８，５９，６０，６
１，６２，６３，６４は全てＴ秒遅延素子であ
り、６５〜７６，８９〜９２，９５〜９８，１０
１〜１０４は全て２入力の乗算を行う乗算器であ
り、７７，７８は多入力の加算又は減算を行う加
算器であり、７９，８０は判定回路であり、８
１，８２，９３，９４，９９，１００，１０５，
１０６は２入力の加算又は減算を行う加算器であ
り、８３，８４，８５は第一のタツプ係数発生回
路であり、８６，８７，８８は第二のタツプ係数
発生回路である。いま入力端５１，５２に印加さ
れる信号を各々ｘ（ｔ＋Ｔ）、ｙ（ｔ＋Ｔ）とす
れば、遅延素子５３，５４，５５，５６、の出力
は各々ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ−ＴD）、ｘ（ｔ＋ＴD）、
ｙ（ｔ）と表わされる。第一のタツプ係数発生回
路８３，８４，８５の出力を各々Ｃ1、-1、Ｃ1、
０，Ｃ1、1とし第二のタツプ係数発生回路８６，
８７，８８の出力を各々Ｃ2、-1，Ｃ2、0，Ｃ2、1
とすれば、加算器７７の出力α（ｔ）および加算
器７８の出力β（ｔ）は次式で与えられる。
ここでｔ＝０におけるα（ｔ），β（ｔ）の値
をα０，β０としその時の判定回路７９，８０の
出力を＾ａ，＾ｂとすれば、８１，８２の加算回路で
検出される誤差信号は各々（α０−＾ａ）および
（β０−＾ｂ）となる。従つて二乗平均誤差e2とす
ると、 e2＝１／２〔（α０−＾ａ）２＋（β０−＾ｂ）２〕 となり、更に ∂ｅ２／∂Ｃ１、ｉ＝（α０−＾ａ）・ｘ（−iT−Ｔ）＋（β０−＾ｂ）・ｙ（−iT−Ｔ） ∂ｅ２／∂Ｃ２、ｉ＝（α０−＾ａ）・ｙ（−iT−Ｔ−ＴD）−（β０−＾ｂ）・ｘ（−iT−Ｔ＋ＴD） となるから第４図において、例えば、掛算器８
９，９２の出力を加算する加算器９４の出力は、
二乗平均誤差e2のＣ1、-1に関する微係数に対応
する事になり、Ｃ1、-1の値はこの微係数に応じ
て制御される事になる。従つて本発明による二次
元自動等化器を用いれば、遅延差を含むQAM信
号の受信に際し復調後ベースバンド信号に対する
適応的な自動等化が可能になる。
をα０，β０としその時の判定回路７９，８０の
出力を＾ａ，＾ｂとすれば、８１，８２の加算回路で
検出される誤差信号は各々（α０−＾ａ）および
（β０−＾ｂ）となる。従つて二乗平均誤差e2とす
ると、 e2＝１／２〔（α０−＾ａ）２＋（β０−＾ｂ）２〕 となり、更に ∂ｅ２／∂Ｃ１、ｉ＝（α０−＾ａ）・ｘ（−iT−Ｔ）＋（β０−＾ｂ）・ｙ（−iT−Ｔ） ∂ｅ２／∂Ｃ２、ｉ＝（α０−＾ａ）・ｙ（−iT−Ｔ−ＴD）−（β０−＾ｂ）・ｘ（−iT−Ｔ＋ＴD） となるから第４図において、例えば、掛算器８
９，９２の出力を加算する加算器９４の出力は、
二乗平均誤差e2のＣ1、-1に関する微係数に対応
する事になり、Ｃ1、-1の値はこの微係数に応じ
て制御される事になる。従つて本発明による二次
元自動等化器を用いれば、遅延差を含むQAM信
号の受信に際し復調後ベースバンド信号に対する
適応的な自動等化が可能になる。
以上述べた如く本発明による二次元自動等化器
を用いれば遅延差を含むQAM信号の復調後ベー
スバンド自動等化に対して充分その等化能力を発
揮し得る二次元自動等化器が提供されその実用に
供する所甚大である。
を用いれば遅延差を含むQAM信号の復調後ベー
スバンド自動等化に対して充分その等化能力を発
揮し得る二次元自動等化器が提供されその実用に
供する所甚大である。
第１図は遅延差を含むQAM信号の伝送系を表
わすブロツク図、第２図は本発明の説明のために
用いる二次元等化器の信号線図、第３図は本発明
による二次元自動等化器の一般的な実施例を示す
ブロツク図、第４図は本発明による二次元自動等
化器の具体的な一実施例を示すブロツク図であ
る。 図において、３，４は送信側ベースバンドフイ
ルタ、５はＴD秒の遅延を与える遅延回路、６，
７は変調器、９は伝送路、１０，１１は復調器、
１２，１３は受信側ベースバンドフイルタ、１４
はＴ秒の遅延を与える遅延回路、１５は（Ｔ−Ｔ
D）秒の遅延を与える遅延回路、３５，３６，３
７，３８は単位遅延時間がＴ秒である単位遅延素
子がＭ個縦続接続された第一の遅延回路乃至第四
の遅延回路であり、４５，４６は各々Ｍ個の第一
のタツプ係数発生回路およびＭ個の第二のタツプ
係数発生回路であり、４７，４８は各々Ｍ個の第
一のタツプ係数制御回路およびＭ個の第二のタツ
プ係数制御回路であり、３９，４０は第一および
第二の加算回路であり、４１，４２は第一および
第二の判定回路であり、４３，４４は第一の誤差
検出回路および第二の誤差検出回路、５４はＴD
秒（T/2秒）遅延素子、５５は（Ｔ−ＴD）秒
（T/2秒）遅延素子５３，５６，５７〜６４は全
てＴ秒遅延素子、７７，７８は多入力の加算又は
減算を行う加算器、７９，８０は判定回路、８
３，８４，８５は第一のタツプ係数発生回路、８
６，８７，８８は第二のタツプ係数発生回路であ
る。
わすブロツク図、第２図は本発明の説明のために
用いる二次元等化器の信号線図、第３図は本発明
による二次元自動等化器の一般的な実施例を示す
ブロツク図、第４図は本発明による二次元自動等
化器の具体的な一実施例を示すブロツク図であ
る。 図において、３，４は送信側ベースバンドフイ
ルタ、５はＴD秒の遅延を与える遅延回路、６，
７は変調器、９は伝送路、１０，１１は復調器、
１２，１３は受信側ベースバンドフイルタ、１４
はＴ秒の遅延を与える遅延回路、１５は（Ｔ−Ｔ
D）秒の遅延を与える遅延回路、３５，３６，３
７，３８は単位遅延時間がＴ秒である単位遅延素
子がＭ個縦続接続された第一の遅延回路乃至第四
の遅延回路であり、４５，４６は各々Ｍ個の第一
のタツプ係数発生回路およびＭ個の第二のタツプ
係数発生回路であり、４７，４８は各々Ｍ個の第
一のタツプ係数制御回路およびＭ個の第二のタツ
プ係数制御回路であり、３９，４０は第一および
第二の加算回路であり、４１，４２は第一および
第二の判定回路であり、４３，４４は第一の誤差
検出回路および第二の誤差検出回路、５４はＴD
秒（T/2秒）遅延素子、５５は（Ｔ−ＴD）秒
（T/2秒）遅延素子５３，５６，５７〜６４は全
てＴ秒遅延素子、７７，７８は多入力の加算又は
減算を行う加算器、７９，８０は判定回路、８
３，８４，８５は第一のタツプ係数発生回路、８
６，８７，８８は第二のタツプ係数発生回路であ
る。
Claims (1)
- １ クロツク周期Ｔ秒の同相送信信号および直交
送信信号間にＴD秒遅延差を有する直交振幅変調
信号の受信に際し、復調して得られるベースバン
ド同相信号およびベースバンド直交信号の符号間
干渉および同相・直交間チヤネル間干渉を補償す
る二次元自動等化器において、前記ＴD秒遅延差
の遅延関係に応じて該ベースバンド同相信号又は
該ベースバンド直交信号が入力される第一の入力
端と、該第一の入力端に印加される信号に相補的
に対応して該ベースバンド直交信号又は該ベース
バンド同相信号が入力される第二の入力端と、前
記第一の入力端に印加される信号を相対的にＴD
秒進めた信号を入力とする第三の入力端と、前記
第二の入力端に印加される信号を相対的にＴD秒
遅らせた信号を入力とする第四の入力端と、前記
第一の入力端乃至前記第四の入力端に各々接続さ
れ単位遅延時間がＴ秒である単位遅延素子が複数
個縦続接続された第一の遅延回路乃至第四の遅延
回路と、第一のタツプ係数を発生する複数個の第
一のタツプ係数発生回路と、第二のタツプ係数を
発生する複数個の第二のタツプ係数発生回路と、
前記第一の遅延回路の複数個のタツプ出力とこれ
らに対応する第一のタツプ係数との積および前記
第四の遅延回路の複数個のタツプ出力とこれらに
対応する第二のタツプ係数との積を全て加算する
第一の加算回路と、前記第二の遅延回路の複数個
のタツプ出力とこれらに対応する第一のタツプ係
数との積および前記第三の遅延回路の複数個のタ
ツプ出力とこれらに対応する第二のタツプ係数と
の積のその極性を反転した信号を全て加算する第
二の加算回路と、前記第一の加算回路の出力をＴ
秒毎に識別判定する第一の判定回路と、前記第二
の加算回路の出力をＴ秒毎に識別判定する第二の
判定回路と、前記第一の加算回路の出力と該第一
の判定回路の出力との誤差を検出する第一の誤差
検出回路と、前記第二の加算回路の出力と該第二
の判定回路の出力との誤差を検出する第二の誤差
検出回路と、前記第一の遅延回路の一つのタツプ
出力と該第一の誤差検出回路の出力との相関およ
び前記第二の遅延回路の一つのタツプ出力と該第
二の誤差検出回路の出力との相関の和に応じて
各々のタツプ出力に対応する複数個の第一のタツ
プ係数制御信号を生成する第一のタツプ係数制御
回路と、前記第四の遅延回路の一つのタツプ出力
と該第一の誤差検出回路の出力との相関および前
記第三の遅延回路の一つのタツプ出力と該第二の
誤差検出回路の出力との相関の差に応じて各々の
タツプ出力に対応する複数個の第二のタツプ係数
制御信号を生成する第二のタツプ係数制御回路で
構成され、第一のタツプ係数制御信号および第二
のタツプ係数制御信号にて各々対応する第一のタ
ツプ係数および対応する第二タツプ係数を制御す
る事により適応的に各ベースバンド信号を等化し
たことを特徴とする二次元自動等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6142677A JPS53145509A (en) | 1977-05-25 | 1977-05-25 | 2-dimensional automatic equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6142677A JPS53145509A (en) | 1977-05-25 | 1977-05-25 | 2-dimensional automatic equalizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53145509A JPS53145509A (en) | 1978-12-18 |
| JPS6224976B2 true JPS6224976B2 (ja) | 1987-06-01 |
Family
ID=13170726
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6142677A Granted JPS53145509A (en) | 1977-05-25 | 1977-05-25 | 2-dimensional automatic equalizer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS53145509A (ja) |
-
1977
- 1977-05-25 JP JP6142677A patent/JPS53145509A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53145509A (en) | 1978-12-18 |
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