JPS6226517A - サ−ボ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

産業上の利用分野 本発明は回転体の回転速度あるいは直線移動体の移動速
度が所望値になるように制御するサーボ装置に関する。 従来の技術 従来よりモータ、リニアモータなどの回転体もしくは直
線移動体の移動速度（回転体の場合には回転速度が移動
速度になる。）を所望の値に制御する方法として、回転
体あるいは直線移動体に連結されてその移動速度に応じ
た周波数や電圧を有する出力信号を発生する速度発電機
を利用するものが主流を占めてきた。 いわゆるタコジェネレータ・サーボと呼ばれるものがこ
れに該当し、出力信号の利用形態の観点から大別すると
、電圧検出力式と、周波数もしく°　は周期検出力式の
２通りに分けることができる。 電圧検出力式には、多くの速度発電機、例えば発電コイ
ルを有する速度発電機の出力交流信号の振幅が移動速度
に応じて変化するのを利用して、この出力交流信号があ
らかじめ定められた電圧に達したときにスイッチングト
ランジスタを動作させてコンデンサの充電電荷を放電さ
せ、一方、前記スイッチングトランジスタがオフ状態に
あるときには定抵抗によって前記コンデンサに充電を行
なうように構成することによって移動速度に依存した誤
差電圧を得る方法や（例えば、特公昭５８−６３９２号
公報に示されている。。）、速度発電機の出力交流信号
を整流し、て誤差電圧を得る方法。 速度発電機の発電電圧をそのまま用いる方法（例えば、
米国特許第２９０６８７６号に示されている方法が該当
し、この例ではチョッパを用いて制御される直流モータ
の非通電期間に、前記直流モータが速度発電機として利
用されている。）などがある。 しかしながら、いずれの場合も速度発電機の発電電圧を
速度情報として用いるため、周囲温度の変化や経時変化
、経年変化に対しての安定性が低く、簡易的なサーボ装
置例しか用いることができなかった。 これに対して周波数あるいは周期検出力式は速度発電機
の出力信号の周波数もしくは繰り返し周期のみを速度情
報として用いるため、特に一連の処理がディジタル化さ
れたサーボ装置（例えば、特公昭５３−１９７４５号、
あるいは米国特許第３８３６７５６号に示されている。 ）ではきわめて高い安定性が得られるという利点があっ
た。 ところで、この周波数あるいは周期検出力式は矩形波信
号になるまでに十分増幅された速度発電機の出力信号の
所定のエツジが速度情報を有しているものとみなして誤
差出力信号を発生する。 例えば代表的な周期検出力式においては、増幅後の速度
発電機の出力信号のリーディングエツジ（前縁）から次
のリーディングエツジまでの期間にクロックパルスを計
数することＫよって、移動体の移動速度に依存した計数
値を得て、この計数値をもとにパルス幅変調信号（チョ
ッパ型の駆動法を採る場合に朗用される。）を作り出し
たり、あ°るいは前記計数値をアナログ電圧に変換した
りして誤差出力を得ている。 したがって、より分解能の高い制御を実現しようとする
と、エツジの数を増加させてやる必要がある。 例えば、モータの１回転に１サイクルの交流信号を発生
する交流発電機の出力信号をもとに、このモータの速度
制御を行なう場合、従来から用いられてきた方法ではモ
ータの１回転の間に数回以上の速度情報を得て、それに
よって制御を行なう゛のは不可能であり、速度発電機の
出力信号を増幅して得られる矩形波信号のリーディング
エツジとトレイリングエツジ（後縁）の両方を利用する
ことによって、かろうじて速度情報の得られる間隔が２
分の１になるにすぎなかった。 また、ＰＬＬ（フェイズ・ロックド・ループ）を用いて
速度発電機の出力信号の周波数を逓倍する方法（米国特
許第４１１４０７５号に示されている。）や、速度発電
機にπ／２だけ位相の異なる２種類の交流信号を発生さ
せて実質的に４倍の周波数を有する速度検出信号を得る
方法（例えば、特公昭６Ｂ−６１６６号に示されている
。）が試みられてきたが、前者の方法で得られた逓倍信
号が有する速度情報は原信号が有している速度情報のみ
に依存するため、制御の分解能を高めるという目的に対
しては何の効果もなく、後者の方法では、速度発電機の
構造が複雑になるわりには先に説明した速度発電機の出
力信号のリーディングエツジとトレイリングエツジの両
方を用いる方法に比べて、分解能がわずか２倍にしか向
上せず、あまり合理的ではなかった。 このため、従来は速度発電機の出力周波数そのものを高
くする努力が払われてきた。 発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような構成では、速度発電機の出力
周波数を高くするにしても、２倍、４倍。 ・・・・・・の割合で高くしなければ大きな効果は望め
ず、その結果、速度発電機の構造が複雑になったり（例
工ばフォトマスクエツチングにより形成された速度検出
用トラックにレーザビームを照射してその反射光を検出
するような構成を採ることによって、速度発電機の周波
数は飛躍的に高くなる反面、その構造はきわめて複雑な
ものとなってしまう。）、速度発電機の構成部品を高い
精度で加工する必要が生じ、多くの問題があった。 本発明は上記問題点に鑑み、速度発電機の出力周波数を
高くすることなしに、より分解能の高い制御を行なうこ
とのできるサーボ装置を実現せんとするものである。 問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明のサーボ装置は、あ
らかじめ設定された少なくとも２通りの出力電圧を発生
する電圧源と、前記電圧源の出力とモータの回転子やり
ニアモータの移動子などの移動体の速度情報を有する交
流信号の電位を比較して前記交流信号の半周期の間に２
回以上の出力信号を発生する比較器と、基準クロック信
号を計数するカウンタと、前記比較器の出力信号が発生
した時点の前記カウンタの計数値を格納するメモリ手段
と、前記計数値から誤差出力を算出する演算器と、前記
誤差出力に基づいて前記移動体に駆動電力を供給する駆
動手段と、前記交流信号の少なくとも半周期にわたって
前記比較器の出力信号の発生時刻の正規値からの偏位を
算出し、その算出結果から各計測時点において前記演算
器に誤差出力の補正を行なわせる誤差出力補正手段を具
備したことを特徴とするものである。 作用 本発明は上記した構成によって速度発電機の出力信号と
あらかじめ設定された電圧を発生する電圧源の出力信号
を比較して得られる比較信号を速度情報として用いると
ともに、設定された電圧を出力する電圧源の設定誤差を
演算器によって補正するようにしているので、速度発電
機の出力周波数を高くすることなく、より分解能の高い
制御、すなわち、実質的に速度発電機の出力周波数を高
くしたのと同等の制御を行なうことができる。 実施例 以下、本発明の一実施例のサーボ装置について図面を参
照しながら説明する。 第１図は本発明の一実施例を示したブロックダイアグラ
ムであし、モータ１に連結された速度発電機（一般に周
波数発電機あるいは単にＦＧと呼ばれる。）２の出力は
電圧制御増幅器（図中においてはＶＣ人なる略記号で示
されている。）３によって一定振幅になるまで増幅され
た後に波形整形器（図中においてはＷＳなる略記号で示
されている。）４によって矩形波になるまで増幅され、
前記波形整形器４の出力はチャンネルセレクタ已にリセ
ット信号として供給されている。 前記チャンネルセレクタ６は、主にプログラマブル電圧
源６のチャンネル選択信号と、ランダムアクセスメモリ
（以下、ＲＡＭと略ｔ。）　７１７）７ドレス選択信号
を発生し、これらの選択信号はコントロールバス８を介
して前記プログラマブル電圧源６と前記ＲＡＭ７に供給
される。 また、前記電圧制御増幅器３の出力は振幅コントローラ
９に供給され、その振幅が一定になるように前記振幅コ
ントローラ９によって前記電圧制御増幅器３の利得が調
節、されるとともに、前記波形整形器４の出力はオフセ
ットコントローラ１゜に供給されて、その矩形波出力信
号のデユーティが５ｏ−ｓｏになるように前記電圧制御
増幅器３の人力段のオフセットが調節される。 このようにして振幅ならびにオフセットが調節された前
記電圧制御増幅器３の出力信号は第１の比較器（図中に
おいてはＣＭＰｌなる略記号で示されている。）１１の
非反転入力端子１１＆と、第２の比較器（図中において
はＯＭＰ２なる略記号で示されている。）１２の反転入
力端子１２ｂに供給されている。 さらに、前記比較器１１の反転入力端子１１ｂには前記
プログラマブル電圧源６の上側出力端子６＆からの出力
信号が供給されるとともに前記比較器１２の非反転入力
端子１２＆には前記プログラマブル電圧源６の下側出力
端子らｂからの出力信号が供給され、それぞれの比較器
において前記電圧制御増幅器３の出力信号との電圧比較
が行なわれ、比較出力信号は前記チャンネルセレクタ５
にチャンネル更新信号として供給されている。 一方、水晶発振子１３を有する発振器１４の出力はクロ
ック信号としてカウンタ１６に供給され、前記カウンタ
１６の最上位ビット（以下、ＭＳＢと略す。）から最下
位ビット（以下、ＬＳＢと略す。）までの出力がデータ
バス１６を介してテンポラリレジスタ１７に供給され、
前記テンポラリレジスタ１７の出力はデータバス１８を
介して論理演算ユニット（以下、ムＬＵなる略記号で示
ｆ。）１９と、前記ＲＡＭ７を結ぶ双方向のデータバス
２０に供給され、前記ＡＬＵ１９の出力はデータバス２
１を介してラッチ２．２に供給されている。 前記ラッチ２２の出力はデータバス２３を介してディジ
タル−アナログ変換器２４に供給され、前記ディジタル
−アナログ変換器２４の出力は電力増幅器（図中におい
ては２人なる略記号で示されている。）２６によって増
幅されて前記モータ１に駆動電力として供給されている
。 さらに、前記チャンネルセレクタ５からは前記＝＋ン）
ａ−ルバス８を介してタイミングコントローラ２６にト
リガ信号とコントロール信号が供給され、前記波形整形
器４からも前記タイミングコントローラ２６に出力信号
が供給され、前記タイミングコントローラ２６からのコ
ントロール信号は前記テンポラリレジスタ１７に供給さ
れるととモニ、コントロールバス２７を介１．てバスセ
レクタ２８に供給され、コントロールバス２９を介り。 て前記ＲＡＭ７に供給されている。 また、前記タイミングコントローラ２６と前記ムＬＵ１
９の間には双方向のコントロールバス３ｏが接続されて
いる。 なお、前記チャンネルセレクタ６の出力信号はコントロ
ールバス８を介していったン前記パスセレクタ２８に供
給され１．前記バスセレクタ２８の出力信号がコントロ
ールバス３１を介して前記ＲＡＭ７に供給されているが
、前記バスセレクタ２８は入力切り換え機能を有する中
継器として動イミングコントローラ２６からコントロー
ルデータが送出されたときには前記コントロー／ｌ／バ
ス８側の入力を遮断して前記コントロールバス２７側の
入力を前記コントロールバス３１に送出するが、それ以
外の通常動作時においては、常に前記コントロールバス
８の信号がそのまま前記コントロールバス３１に送出さ
れる。 前記タイミングコントローラ２６は、トリガ信号が入力
されたときに前記カウンタ１６のカウント値を前記テン
ポラリレジスタ１７に転送させるとともに、前記ＲＡＭ
７に格納されている前回のカウント値と、同じく前記Ｒ
ＡＭ７に格納されている速度制御のための所望値との演
算を前記ＡＬＵ１９に行々わせしめ、演算結果を前記ラ
ッチ２２に転送させた後に前記テンポラリレジスタ１７
に格納されているカウント値を前記ＲＡＭ７に転送させ
るシーケンサとして動作するが、モータ１の起動時には
、後述するように、前記電圧制御増幅器３の出力信号の
少なくとも半周期にわたって前曇；’４−　ｂｙ土ルセ
レ〃〃６禍）仁のト１１万滑嬰の益庄時刻の正規値から
の偏位を前記ＡＬＵ１９に算出させ、その結果を前記Ｒ
ＡＭ７の初期誤差格納エリアに格納させる機能も有して
いる。 さて、第２図は電圧制御増幅器３の具体的な構成例を示
した回路結線図で、入力端子３１Ｌ　、　３ｂはそれぞ
れ第１図の速度発電機２の出力信号とオフセットコント
ローラ１ｏの出力信号が供給される入力端子であり、入
力端子３ｄは第１図の振幅コントローラ９の出力信号が
供給される入力端子であり、端子ｖＣＣはプラス側給電
端子である。 第２図に示された電圧制御増幅器では第１の差動増幅器
３０１．第２の差動増幅器３０２．第３の差動増幅器３
０３がその中心をなし、第４の差動増幅器３０４は前記
入力端子３ｄに供給される振幅コントローラ９からの誤
差電圧に依存したバイアス電流を前記差動増幅器３０１
〜３０３に供給するために設けられている。 また、電圧制御増幅器３の出力部３０５はエミッタフォ
ロワ形式のバッフ１アンプによって構成されている。 つぎに、第３図は第１図のチャンネルセレクタ６の具体
的な構成例を示した回路結線図であり、入力端子５ａ　
、ｓｂはそれぞれ第１図の比較器１１．１２の出力信号
が供給される入力端子であり、入力端子５ｃはシステム
クロック信号（第１図には示されていないが、例えばカ
ウンタ１６の適当なピットの出力信号を流用することが
できる。）が供給される入力端子であり、入力端子６ｄ
は第１図の波形整形器４の出力信号が供給される入力端
子である。 第３図に示したチャンネルセレクタは２ビツトのアップ
ダウンカウンタ６Ｑ１と、リセット信号発生回路６０２
と入力信号切り換え回路の部分からなり、前記アップダ
ウン４カウンタ５０１の１ビット目、２ビツト目の出力
はそれぞれ出力端子６ｆ、Ｆ５ｇに供給されている。 また、前記アップダウンカウンタ６０１に供給されるク
ロック信号は出力端子５１を介して第１図のタイミング
コントローラ２６に供給されるように構成され、出力端
子６ｅは前記入力端子６ｄに直接に接続されている。 なお、前記出力端子５０〜６ｇに現われる出力信号（出
力データ）は第１図のコントロールバス８を介してプロ
グラマブル電圧源６に供給されて６チヤンネルの選択信
号が生成されるが、これとは別に出力端子５コが設けら
れ、前記出力端子５０〜５ｇおよび５ｊに現われる出力
信号は前記コントロールバス８を介してＲＡＭ７に供給
されて８アドレス分の選択信号が生成される。 第４図は第３図に示されたチャンネルセレクタの動作を
説明するための信号波形図であり、第４図（ａ）は第１
図の電圧制御増幅器３の出力信号波形を示したもので、
中間の電位は電源電圧の２分の１になっている。 第４図（ｂ）は第１図の波形整形器４の出力信号波形、
すなわち第３図の入力端子６ｄに供給される信号波形で
あし、第４図（Ｃ）は入力端子５ｃに供給されるクロッ
ク信号の信号波形である。 第４図（ｄ）　、　（６）はそれぞれ第３図のＤフリッ
プフロップ５０３．５０４の出力レベルの変化を示した
もので、第３図のＥＸ−ＯＲ（排他的論理和）ゲート６
０５の出力端子には第４図（０に示す信号波形が現われ
る。 なお、以後の論理回路の動作説明においてはすべて正論
理を用い、各出力端子あるいは各信号線路が高電位にあ
るときに活性状態にあるものとする。また、高電位の状
態を“１゛で表現し、低電位の状態を“０°で表現する
。 第４図（ｇ）は第３図の入力端子５＆に供給される信号
波形を示したものであるが、時刻ｔ１において前記入力
端子５ａのレベルが“１“に移行すると、ＡＮＤ−ＯＲ
（ＡＮＤは論理積、ＯＲは論理和）ゲート６０６の出力
信号レベルも“１“に移行するので、ＮＡＮＤ（否定論
理積）ゲート６０７とＷＡＮＤゲート６０８のそれぞれ
の入出力端子がたがいにクロスカップリング接続されて
構成されたフリップフロラフ０６０９がＮＡＮＤゲート
５１０によってセットされ、Ｄフリップフロップ５１１
のＤ端子のレベルは第４図（ｈ）に示すように“１“に
移行する。 前記Ｄフリッププロップ５１１のＤ端子のレベルが“１
“に移行した後にクロック信号のリーディングエツジが
到来すると、前記Ｄフリップフロップ５１１の出力レベ
ルは第４図（１）に示すように“１“に移行し、その結
果、前記フリップフロップ６０９は再びリセットされる
。 したがってクロック信号の次のリーディングエツジが到
来したときには前記Ｄフリップフロップ６１１の出力レ
ベルも“０“に戻り、ＡＮＤゲート６１２の出力端子に
は第４図（、］）に示すような信号波形が現われる。 前記ＡＮＤゲート６１２の出力信号はアップダウンカウ
ンタ６０１のクロック信号となり、前記Ｄフリップフロ
ップ６１１の出力レベルがｍｌ“にあるときには前記ア
ップダウンカウンタ６０１はアップカウント動作の待機
状態にあるので、前記人ＮＤゲート６１２の出力レベル
が“１“に移行した直後に、前記アップダウンカウンタ
５０１のカウント値は

〔００〕からカウントアツプして
〔０１〕となる。 なお、第４図（ｋ）　、　（１）はそれぞれ前記アップ
ダウンカウンタ５０１の１ビット目、２ビツト目の出力
レベルを示したものである。 ところで、第４図（ｇ）に示した信号波形図では、前記
アップダウンカウンタ６０１０カウント値が〔０１〕と
なった直後にそのレベルが“０°に移行しているが、こ
れは後述するように、出力端子６０〜５ｇのデータが変
化することによって第１図のプログラマブル電圧源６の
出力電圧が上昇して比較器１１の出力レベルが“０“に
戻るためである。 このようにして、時刻ｔ１において前記入力端子６区の
レベルが“１′に移行すると、前記アップダウンカウン
タ６０１はカウントアツプするが、時刻ｔ２において入
力端子６ｄのレベルが′Ｏ“に移行した直後に前記ＥＸ
−ＯＲゲート１５０６がリセット信号を発生するので、
前記アップダウンカウンタ５０１は

〔００〕にリセット
される。 なお、以上の説明では入力端子６＆のレベルが変化した
ものと仮定したが、入力端子６ｂのレベルが変化したと
きにも同じことがいえる。 ただし、Ｎ０Ｒ（否定論理和）ゲート６１３とＮＯＲゲ
ート６１４によって構成されたフリップフロップ６１６
によって、アップカウント側の入力受は付けのためのＨ
ＡＮＤゲート６１０と、ダウンカウント側の入力受は付
けのためのＮＡＲＤゲート５１６のイネイブル信号を供
給しているので、ＥＸ−ＯＲゲー）５０６がリセット信
号を発生してからアップダウンカウンタ５０１０カウン
ト値が〔１０〕になるまではアップカウント入力しか受
は付けず、前記アップダウンカウンタ６０１のカウント
値が〔１ｏ〕になると、前記フリップフロップ５１６の
出力状態が反転し、それ以後はダウンカウント入力のみ
を受は付けるようになる。 また、第３図の回路ではＡＮＤ−ＯＲゲート６０６とＡ
ＮＤ−ＯＲゲート５１８により入力端子Ｓ＆に供給され
る信号によってアンプカウント動作が行なわれ、入力端
子６ｂに供給される信号によってダウンカウント動作が
行なわれ、反対に鮪印入−ｔ’＋猥２さｄの１７ベｌし
砧ζ“ｎ７ｆふスジ六には前記入力端子５ａに供給され
る信号によってダウンカウント動作が行なわれ、前記入
力端子５ｂに供給される信号によってアップカウント動
作が行なわれるように構成されている。 つぎに、第５図は第１図のプログラマブル電圧源６の具
体例を示した回路結線図であって、出力端そｅａ　、ａ
ｂはそれぞれ第１図の比較器１１゜１２に出力信号を供
給するための出力端子であり、端子ｖＣＣはグラス側の
給電端子である。 また、入力端子６６．６ｆ、６ｇは、それぞれ第３図の
チャンネルセレクタの出力端子６ｆ３　、５ｆ。 ６ｇからチャンネル選択信号が供給される入力端子であ
る。 さて、第５図において３個のインバータと７個のＡＮＤ
ゲートはすべてチャンネルデコーダとして用いられてお
り、例えば、入力端子６ｆ、６ｇのレベルがいずれも“
０“のときには入力端子６ｅのレベルに関わりなく、ト
ランジスタ６０１とトランジスタ６０２がオン状態とな
る。 このとき、出力端子６ａの電位は中間電位よりも少し上
昇し、出力端子６ｂの電位は中間電位よりも少し下降し
た値となる。 また、前記入力端子６ｅおよび６ｆのレベルがいずれも
“１“で、前記入力端子６ｇのレベルがａｏ″のときに
はトランジスタ６０３とトランジスタ６０４がオン状態
となって前記出力端子６！Ｌの電位はさらに上昇し、前
記出力端子６ｂの電位は中間電位よりも少し上昇した値
となる。 第６図の回路において、各スイッチングトランジスタの
オン抵抗が十分に小さいものとして考えると、抵抗６０
５．６０６．６０７．６０８の抵抗直によって出力端子
６ａに現われるステップ電位が決定され、抵抗６０９．
６１０，６１１゜６１２の抵抗値によって出力端子６ｂ
に現われるステップ電位が決定される。 また、第６図に示したように抵抗回路網を構成する各辺
の抵抗値を出力端子６ａ側と出力端子６ｂ側とで同じに
なるように設定しておくことによって、例えば前記出力
端子６ａの出力電位が次埼とステップアンプしていった
ときに、前記出力端子６ｂの出力はその後を追うように
変化する。 つぎに、第６図は第１図に示されるＲＡＭ７のメモリセ
ルの配置の一例を示したメモリマツプであり、第１図の
パスセレクタ２８から出力される４ピット分のアドレス
選択信号］　＊　ｅｌ　ｇ　＋　ｆ（これらは、それぞ
れ第３図の出力端子６ｊ。 １）’ｔ６ｇ、ｓｆに現われる信号に対応する。）の状
態に応じて、Ｃエリアの７０１番地から７０８番地まで
と、Ｅエリアの７１１番地から７１８番地まで、あるい
はＦエリアの７２１番地から７２８番地までがアクセス
される。 なお、Ｃエリア、ＥエリアあるいはＦエリアの選択は後
述するようにタイミングコントローラ２６によってコン
トロールバス２９を介して行なわれ、モータ１の速度制
御のための所望位（基準値ともいう。）を格納しておく
Ｂエリアの７１０番地と、累積誤差が格納されるＣエリ
アの７２０番地、さらには誤差補正時の演算に利用され
るＣエリアの７３０番地、Ｈエリアの７３１番地、■エ
リアの７３２番地、Ｊエリアの７３３番地は前記タイミ
ングコントローラ２６によって直接アクセスされる。 さて、モータ１が定常状態に達してからの前記タイミン
グコントローラ２６は、前述したようにシーケンサとし
て動作するものであるから、Ｄフリップフロップを多段
接続することによってハード的に簡単に実現することも
できるし、マイコンのプログラムのようなソフトウェア
によっても容易に処理することができるので、その具体
的な構成例の説明は省略し、前記タイミングコントロー
ラ２６の定常時の動作フローを示した第７図のフローチ
ャートと、第１図のシステムの主要部の信号波形を示し
た第８図の信号波形図と、第６図のメモリマツプをもと
にしてシステムの動作の概要を説明する。 まず、第８図（＆）は第１図の電圧制御増幅器３の出力
信号波形図であり、第８図（ｂ）は波形整形器４の出力
信号波形図であり、第３図に示されたチャンネルセレク
タの入力端子５ｄに供給される信号波形でもある。 第８図（Ｃ）　、　（ｄ）、　（ｅｌ）はそれぞれ第３
図のチャンネルセレクタの出力端子ｓｊ、６ｆ、ｓｇに
現われる信号波形であり、第８図（ｆ’ｌ　、　（ｈ）
はそれぞれ第１図のプロゲラマフ諏し電圧源６の出力端
子ｅａ　、　ｅｂに現われる信号波形であし、第８図＜
ｇ＞　、　（ｉ）はそれぞれ比較器１１．１２の出力信
号波形であり、第８図Ｇ）は第３図のチャンネルセレク
タの出力端子６１に現われる信号波形である。 なお、第８図（＆）　、　（ｆ）　、　（ｈ）の信号波
形の中間電位は電源電圧の２分の１の電位になっており
、さらに第８図（ｆ′）において破線で示した下側包絡
線と、第８回虫）において破線で示した上側包絡線はい
ずれも第８図（＆）に示した信号波形を表わしている。 さて、第８図ｅ）〜（ｊ）に示した信号波形の個々のブ
ロックでの生成過程についてはすでに説明したが、ここ
でもう一度、全体のシステムとしての動作の概要を説明
する。 第８図の時刻ｔｘにおいて、チャンネルセレクタを構成
するアップダウンカウンタ６０１とフリラグフロッグ６
１５にはリセット信号が供給されるので、この時点での
前記アップダウンカウンタ５０１のカウント値は〔００
〕となり、出力端子５ｊのレベルは′１°となる。 このとき第１図のプログラマブル電圧源６の出力端子６
ａの電位は中間電位よりも少し高く、出力端子６ｂの電
位は少し低くなっているが、時刻ｔ１　　において、電
圧制御増幅器３の出力信号の電位が前記出力端子６ａの
電位よりも高くなると、比較器１１の出力レベルは“１
°に移行し、前記アップダウンカウンタ６Ｑ１はカウン
トアツプしてカウント値が〔ｏ１〕になり、その結果、
前記出力端子６＆　、６ｂの電位がステップ的に上昇す
るので、前記比較器１１の出力レベルは“Ｏ“に戻る。 時刻ｔ２において前記電圧制御増幅器３の出力信号の電
位が再び前記出力端子６ａの電位よりも高くなると、前
記比較器１１の出力レベルは再度″１”に移行し、その
結果、前記アップダウンカウンタ５０１のカウント値は
〔１０〕となり、前記出力端子ｅａ　、ｅｂの電位も上
昇するが、すでに説明したように、以後は第３図のフリ
ップフロップ６１５によってアップカウント側の入力の
受は付けが禁止され、今度はダウンカウント側の入力の
待機状態となる。 この状態で前記電圧制御増幅器３の出力信号のピーク点
が過ぎて、時刻ｔ５においてその電位が前記出力端子６
ｂの電位よりも低くなると、今度は比較器１２の出力レ
ベルが“１′に移行し、前記アップダウンカウンタ６０
１はカウントダウンしてそのカウント値は〔０１〕とな
り、それによって前記出力端子６＆　、ｅｂの電位はス
テップ的に下降する。 時刻ｔ４においても同様の動作が行なわれて、前記アッ
プダウンカウンタ５０１はカウントダウンし、それによ
って前記出力端子６ａ、ｅｂの電位も下降するが、時刻
ｔｙにおいて、前記チャンネルセレクタ５の入力端子５
ｄのレベ／Ｌ’が“Ｏｎに移行すると、それまで前記ア
ップダウンカウンタ５０１のダウンカウント入力となっ
ていた前記比較器１２の出力信号がアップカウント人力
に変更され、時刻ｔ６までは、前記電圧制御増幅器３の
出力信号の電位が前記出力端子６ｂの電位よυも低くな
るごとに前記アップダウンカウンタ５０１がカウントア
ツプして前記出力端子ｅａ　、ｅｂの電位はさらにステ
ップ的に下降していく。 時刻ｔ７において前記電圧制御増幅器３の出力信号の電
位が前記出力端子６２Ｌの電位よりも高くなると、今度
は前記アップダウンカウンタ６０１はカウントダウンす
るので前記出力端子６ａ　、　ｅｂの電位はステップ的
に上昇する。 このようにして、前記比較器１１および１２が次々と出
力信号を発生するので、前記チャンネルセレクタ５の出
力端子６１には第８図口）に示すようなパルス列が現わ
れる。 ところで、第８図口）のパルス列のパルス間隔は第６図
に示したプログラマブル電圧源の出力電圧を決定する抵
抗６０６〜６１２の抵抗値を最適な値に選定しておくこ
とによって、一定に保つことができる。 、例えば、第１図の速度発電機２の出力信号が正弦波で
あると仮定すると、実施例においては前記出力信号の１
サイクルを８等分するような構成になっているので、前
記プログラマブル電圧源６は２通シの正確な出力電圧を
発生すれば良く、それらの電圧をＶ、　　、　Ｖ２　　
とすると相互の関係は次式によって与えられる。 ｖｎ＝　ｖｐ　Ｈｓｉｎ　（ｎ　・π／　ａ−θ）＋ｖ
Ｃ／２（１）ただし、ｎ＝１．２ （１）式において、Ｖｃは電源電圧で、Ｖｐは振幅コン
トローラ９によってコントロールされる振幅の２分の１
の電圧であり、θの値は実施例においてはπ／８に設定
されている。 したがって、システム規模を考えたときに、前記プログ
ラマブル電圧源６の出力電圧のステップ精度を１２ビツ
トのディジタル−アナログ変換器なみに高くすることに
支障がなければ、第８図（ｊ）に示されるパルス列の間
隔を基準値と比較して、そのまま誤差出力を得ることも
できる。 ちなみに、前記プログラマブル電圧源６の出力電圧の相
対誤差が１２ピツトのデイジクルーアナログ変換器の２
分の１ＬＳＢに相当するＱ、Ｑ１３パーセントであると
すると、第８図（ｊ）の信号波形の正規化パルス間隔の
偏差が最も大きくなるのは、第８図の時刻ｔ２から時刻
ｔ３にかけての区間であり、その値は（１）式にｎ＝２
を代入し、△Ｖｎ　　が１．３Ｘ１０　　となる微小角
度差をπ／４で除しさらに２倍することによって得られ
、約０．０８パーセントとなるが、通常の用途に対して
は十分な検出精度を確保することができる。 しかしながら、第１図に示した本発明の実施例では、プ
ログラマグル電圧源６の出力電圧の相対誤差がもっと大
きくても（例えば、１パ一セント位）十分な検出精度が
確保でき、なおかつ刻々と変化する情報を速やかに出力
に反映させるように構成されており、以下にそのもよう
を説明する。 第８図（ｊ）に示したチャンネルセレクタ５の出力信号
はトリガ信号としてタイミングコントローラ２６に供給
されるが、前記タイミングコントローラ２６はトリガ信
号が活性状態になったときには第７図に示すような動作
を行なう。 すなわち、第８図の時刻ｔ１においてトリガ信号のレベ
ルが“１°に移行しているが、このとき第７図のブラン
チ２０１（第７図ではトリガ信号はＴＧなる記号で示さ
れている。）における判別結果は是となり、処理ブロッ
ク２０２においてカウンタ１６のその時点のカウント値
ＴＯをテンポラリレジスタ１７（第７図ではＴＥＭＰな
る記号で示されている。）に転送させ、続いて処理ブロ
ック２０３においてＲＡＭ７のＣエリアに格納された値
ＣＤ）から前記テンポツリレジスタ１７に格納された値
の減算を行ない、結果を人ＬＵ１９に付属しているアキ
ュムレータ（第７図ではムＣＣなる記号で示されている
。）に入れる。 なお、このとき前記ＲＡＭ７のアドレス選択はチャンネ
ルセレクタ６によって行なわれ、Ｃエリアとしては第６
図の７０１番地が選択される。 つぎに、処理ブロック２０４においてアキュムレータの
値から前記ＲＡＭ７０Ｂエリアの基準値ＣＢ）を減算し
、さらにその結果から、処理ブロック２０６において、
前記ＲＡＭ７のＣエリアの偵（（）を減算し、結果をア
キュムレータに残している。 続いて、処理ブロック２０６においてアキュムレータに
残された値をラッチ２２（第７図のフローチャートにお
いてはＯＬで示されている。）に転送し、さらに処理ブ
ロック２０７において同じ値を前記ＲＡＭのＥエリアの
７１１番地（第７図のフローチャートではＣ１で示され
ている。）に転送している。 また、処理ブロック２０８において前記ＲＡＭ７のＣエ
リアの値〔Ｃ〕と前記ＲＡＭ７のＥエリアの７１１番地
の値（アキュムレータに残されている値）を加算し、処
理ブロック２０９において処理ブロック２０８における
加算結果がら前記ＲＡＭ７のＥエリアの７１１番地の次
の番地の７１２番地の値（第７図のフローチャートでは
ＣＮ　）　ｕｐ　　と示され七いる。）を減算し、さら
に処理ブロック２１０において減算結果を前記ＲＡＭ７
のＣエリアに格納している。 さらにまた、処理ブロック２１１において、前記テンポ
ラリレジスタ１７に格納されている値を前記ＲＡＭ７の
Ｃエリアの７Ｑ１番地に転送して一連の処理を終了して
いる。 第８図の時刻ｔ２において、タイミングコントローラ２
６に供給されるトリガ信号のレベルが“１°に移行した
ときにも、前記ＲＡＭ７のアドレスがインクリメントさ
れたうえで全く同じ処理が行なわれ、以後、前記トリガ
信号のレベルが１°に移行するごとに第７図に示した処
理が繰り返される。 さて、第７図の処理ブロック２１１においてはその時点
のカウンタ１６のカウント値をＲＡＭ７のＣエリアに格
納しているので、処理ブロック２０２と処理ブロック２
０３における処理は前回のカウント値から現在のカウン
ト値を差し引いて時間差データを求めていることになる
。 例えば、第８図の時刻ｔ１２を現在時刻として考えると
、前記ＲＡＭ７のＣエリアの７０２番地には時刻ｔ２に
おける前記カウンタ１５のカウント値が格納されている
が、この値をＤ２とし、時刻ｔ１２におけるカウント値
をＤｌとすると、処理ブロック２０３における演算は（
Ｄ２−Ｄｌ２）を実行していることになる。 ただし、前記カウンタ１５はダウンカウンタであるもの
とする。また、Ｄｌ２＞Ｄ２であれば、処理ブロック２
０３における演算は（Ｄ２＋Ｄ１２３となる。 さらに、処理ブロック２０４において前記ＲＡＭ７のＢ
エリアに格納されている基準値（速度制御のための所望
値であり、第１図には示されていないが、別の、読み出
し専用メモリなどに幾種類かのデータが準備されていて
、適宜ＲＡＭに転送される。）を差し引くことによって
時刻ｔ２から時刻ｔ＋ｚまでの平均誤差データを得てい
る。 一方、前記ＲＡＭ７のＣエリアには時刻ｔ２から時刻１
＋＋までの速度誤差検出値の累積値が格納されており（
モータ１の起動時などのようにきわめて大きな速度誤差
が検出されたときには累積値として零が格納されるもの
とする。）、処理ブロック２０５において時刻ｔ２から
時刻ｔ＋ｚｔでの平均誤差データから前記ＲＡＭ７のＣ
エリアに格納されている累積値の減算を実行することに
より、時刻１＋＋から時刻ｔ１２までの区間に生じた速
度変動に基づく誤差データＥｉ２を得ている。 この誤差データＥｊ２は処理ブロック２０６においてラ
ッチ２２に転送され、ディジタル−アナログ変換器２４
においてアナログ電圧または電流に変換されてから電力
増幅器２６に供給される。 これによって前記電力増幅器２６は次の照合点、（いま
の例では時刻ｔ１５における処理時点）まで前記ディジ
タル−アナログ変換器２４の出力に依存した駆動電力を
モータ１に供給する。 一方、処理ブロック２０７に幹いて前記誤差データＴＬ
１２が前記ＲＡＭ７のにエリアの７１２番地に格納され
たうえで、処理ブロック２０８において前記ＲＡＭ７の
Ｃエリアに格納されている累積随に前記誤差データＥｊ
２が加算される。 さらに処理ブロック２０９において処理ブロック２０８
における加算結果から前記Ｅエリアの７１３番地に格納
されている誤差データ（時刻ｔ２から時刻ｔ５までの区
間の誤差データが格納されている。）を差し引いたうえ
で、処理ブロック２１０において演算結果を前記Ｃエリ
アに格納している。 したがって、この時点で前記Ｃエリアには時刻ｔ３から
時刻ｔ１２までの区間の誤差データの累積値が格納され
たことになり、時刻ｔ１３の照合点における時刻ｔ１２
から時刻ｔ１５までの区間の速度誤差の検出に備えてい
る。 また、処理ブロック２１１においてテンポラリレジスタ
１７に格納されているカウント値ＤＩ２を前記ＲＡＭ７
のＤエリアの７０２番地に転送しているが、これは時刻
ｔ２２の照合点における処理に備えたものである。 このようにして、第８図の時刻ｔ１ｊから時刻ｔｉ２の
間に何らかの速度変動が生じたとするとその結果は時刻
ｔ１２におけるラッチ２２への誤差出力に反映されるだ
けでなく、ＲＡＭ７のＣエリアに履歴として残り、時刻
ｔｚ＋１でのすべての照合点における誤差出力に反映さ
れる。 例えば、モータ１の規定口伝速度における速度発電機２
の出力周波数が４８Ｈ２であると仮定し、カウンタ１５
０ビツト数が１６で、そのクロック周波数が１ＭＨｚで
あるとすると、ＲＡＭのＢエリアに格納される所望値Ｂ
ｏは２０８３３（１０／４８：２０８３３）となるが、
仮に時刻１＋＋までは第７図の処理ブロック２０４にお
ける演算結果４が殆んど変動なく推移してきて、時刻ｔ
１１と時刻ｔ１２の間で初めて１０パーセントの回転速
度の低下があったものとすると、この結果はただちに時
刻ｔｊ２の照合点において誤差検出データとして現われ
、その値Ｅｉ２は次のようになる。 Ｅ１ｚ＝　２０８３３・（７＋１−１）／ｓ　−２０８
３３！；２６ｏ（２） 前記誤差データＥ１２に基づいてモータ１は加速される
が、その結果、時刻ｔｉ２と時刻ｔ＋５の間に前記モー
タ１の回転速度が規定値に戻ったものとする（実際には
前記モータ１の機械的時定数が大きいので、回転速度が
瞬時に元に戻ることはあり得ないが、説明をわかり易く
するためにその・ように仮定する。）と、時刻ｔ１３の
照合点における第７図の処理ブロック２０４での演算結
果は依然として２６０となる。 しかし、ＲＡＭ７のＣエリアに格納された時刻ｔ３　か
ら時刻ｔ１２までの速度誤差の累積値の中には時刻ｔ１
１から時刻ｔ＋２における誤差データの履歴が残されて
いるので、第７図の処理ブロック２０５での演算を実行
することによって（演算結果は零となる。）、時刻ｔ１
２から時刻ｔ＋５までの区間の前記モータ１の回転速度
の変化を正しく反映した誤差データを得ることができる
。 時刻ｔ＋５以後の照合においても、処理ブロック２０４
での演算結果には時刻ｔ１１から時刻ｔ１２の区間での
前記モータ１の回転速度の低下の影響が現われるが、処
理ブロック２０６での演算を実行することによってそれ
らはすべて相殺される。 以上の説明では、あらかじめ前記モータ１の回転速度が
規定値にあり、特定の区間においてのみ速度変化が生じ
た場合について説明したが、ＲＡＭ７のＣエリアには各
区間での誤差データの累積値が格納されているので、各
区間において次々と速度変化が生じた場合でも遅滞なく
正しい誤差出力を得ることができる。 すなわち、任意の時刻ｔｎにおける時刻ｔｎ−＋からの
誤差検出値Ｅｎは次のようになる。 第１図ならびに第６図に示した本発明の実施例では（３
）式のＤｎ−ａがＲＡＭ７のＤエリアに格納されており
、ｎｎ　　はテンポラリレジスタ１７に格納され、Ｂ、
は前記ＲＡＭ７のＢエリアに格納され、（３）式の最終
項は前記ＲＡＭ７のエリアに累積値として格納されてい
る。 さて、第１図に示した実施例においては速度発電機２の
出力信号の１周期の区間の時刻差を計測しているにもか
かわらず、あたかも前記速度発電機２の出力信号の繰り
返し周期が第８図（ｊ）に示すように原信号の８分の１
に短かくなったのと同等の誤差検出が可能となるが、プ
ログラマブル・電圧源６の出力電圧の精度が少し低かっ
たとしても大きな不都合は生じない。 例えば、速度発電機２の出力信号が正弦波であると仮定
し、第８図の時刻１＋＋から時刻ｔｌにかけての前記プ
ログラマグル電圧源６の上側出力端子６＆の電圧が、（
１）式で与えられる理想値よりも中間電位からの最大値
に対して１パーセントだけ低かったとすると、時刻ｔ１
１から時刻ｔ１２の間隔が約３パーセント狭くなる。 しかしながら、時刻１＋＋から時刻ｔｅａ’！での１サ
イクルの区間について考えると、特定の区間の間隔が狭
くなったとすれば、他の区間の間隔は必らず広がり、い
まの例では時刻ｔ１２から時刻ｔ１５の間隔が約３パー
セント広くなる。 したがって、時刻１＋＋から時刻ｔｉ２の区間が狭くな
っていたとしても、この区間においてモータ１の速度変
化がなければ第７図の処理ブロック２０２〜２０５にお
いて得られる誤差検出値も零となり、前記モータ１の速
度変化が正しく出力に反映されることになる。 このように、第６図に示したＲＡＭの７１１番地から７
１８番地までに過去の履歴が正しく残されているならば
、（３）式からも明らかなように、実質的に速度発電機
２の出力信号の周波数を高くしたのと同じ高分解能の制
御を行なうことができるが、そのためには前記モータ１
が起動してから高分解能の制御に切り換えるまでに前記
ＲＡＭのＥエリアおよびＣエリアに履歴を書きこむ必要
があり、その際に８分割された各区間の分割精度を十分
に反映させておく必要がある。 例えば、第８図の時刻ｔ８から時刻１＋＋までの区間（
以下、第１区間と略記する。）１時刻ｔｊ＋から時刻ｔ
１２までの区間（以下、第２区間と略記する。）１時刻
ｔ１２から時刻ｔ１５までの区間（以下、第３区間と略
記する。）９時刻ｔ１５から時刻ｔ１４までの区間（以
下、第４区間と略記する。）。 時刻ｔ＋４から時刻ｔ１ｓまでの区間（以下、第６区間
と略記する。）１時刻ｔ＋ｓから時刻ｔ１６″＆での区
間（以下、第６区間と略記する。）９時刻ｔｌから時刻
ｔ＋７までの区間（以下、第７区間と略記する。）９時
刻ｔ＋７から時刻ｔ１８までの区間（以下、第８区間と
略記する。）の分割誤差を、それぞれδ１　、δ２．δ
５．δ４　、δ５．δ６．δ７゜δ８　とし、計測時点
において分割誤差が存在しないときに本来検出されるべ
きインターバルをＴｎ　＋所望直からの偏位をＫｎとす
ると、モータ１が起動してから高分解能の制御に切り換
えるまでの間に各区間のインターバルを計測したとき、
ＲＡＭ７のＥエリアの７１１番地から７１８番地に残さ
れる誤差εｎ（ｎ＝１．２．・・・・・・８）は次のよ
うになる。 ｅｎ＝　Ｅｙｌ　＋　Ｔｌ　°δｎ（４）この分割誤差
に起因するｄｎの因子は、高分解能の制御に切り換えて
からも完全には消し去ることはできないので、その値が
必要とされる制御精度に比べて大きい場合には期待する
高分解能の制御は不可能となる。 これを解消するには、ｄｎの値そのものを小さくするか
、あるいはｄｎの大きさを学習機能により把握しておき
、あらかじめ前記ＲＡＭ７に固定オフセノ）値として準
備してから高分解能の制御に移行するなどの方法が考え
られるが、ｄｎそのものを小さくする方法はすでに説明
したように、アナログ回路の高精度化を伴なうので好ま
しくなく、効果が期待できるのは後者の方法であり、以
下にその一例を説明する。 まず、前記モータ１の回転子が停止あるいは非常に遅い
回転速度で回転している状態は、例えば第８図（ｂ）の
信号の繰り返し周期を監視していることによって判別が
でき、あらかじめ定められた限界値以下の回転速度であ
れば、判別フラグをセットしておくとともに、第６図の
ＲＡＭのＥエリアの７１１番地から７１８番地までとＣ
エリアの７２０番地に零を格納しておき、ラッチ２２に
はプラス方向の最大誤差データを送出する。 これによって前記モータ１はフル加速されるのでその回
転速度は次第に上昇していき、前記限界値を毬えるが、
その時点で前記判別フラグをリセットし、以後はタイミ
ングコントローラ２６とＡＬＵ１９に以゛下に説明する
ような一連の動作を行なわせしめる。 第９図は、このときの前記タイミングコントローラ２６
と前記ＡＬＵ１９の動作の概要を示したフローチャート
であり、ブランチ９０１において波形整形器４の出力信
号のトレイリングエツジが到来したか否か、すなわち、
第８図の時刻ｔｙの時点であるか否かを判別し、是であ
れば処理ブロック９０２に移行するが、否であればブラ
ンチ９０１に戻る。 なお、ブランチ９０１における判別は、波形整形器４の
出力信号のトレイリングエツジのみならず、リーディン
グエツジにおいても行なうようにしておけば、この時点
での判別結果が否であった場合には、次回の判別は第８
図の時刻ｔｖにおいて行なわれることになり、よりきめ
の細かい検出が可能となる。 続いて、ブランチ９０２．９０３において時刻ｔ６　　
が到来するまで待機し、時刻ｔ６が到来すると、処理ブ
ロック９０．４において、カウンタ１６のカウント値Ｔ
ＯをＲＡＭ７のＤエリアの７０６番地に格納し、ブラン
チ９Ｑ６ｉにおいて時刻ｔ７の到来を待つ。 処理ブロック９０６においては、テンポラリレジスタ１
７に時刻ｔ７におけるカウンタ１６のカウント値ＴＯを
転送するとともに、チャンネルセレクタ６によって指定
されるＲＡＭ７のＤエリアの番地の前の番地に格納され
ている値（第９図では（Ｄ　）　ｄｎ　と示されている
。）からテンポラリレジスタ１７の値の減算を行ない、
さらに、ブランチ９０７において、ＡＬＵ１９のアキュ
ムレータに残でれた減算結果が、あらかじめ準備された
基準値Ｂｐよりも大きいか否かを判別し、是であればブ
ランチ９０８に移行するが、否であれば最初のブランチ
９０１に戻る。 すなわち、ブランチ９Ｑ１からブランチ９０７までの処
理は、第８図の時刻ｔ６から時刻ｔ７までのインターバ
ルを計測し、その値があらかじめ準備された基準値Ｂｐ
を越えたとき、第８図（＆）の信号波形の振幅が所定値
に達したものとみなして次の処理に移行するが、その計
測値がＢｐよりも小さいときには、再度同様の処理を繰
り返す。 なお、この場合、電圧制御増幅器３の増幅ゲインはコン
トロールされずに、固定値に保たれているものとする。 さて、ブランチ９０８では時刻ｔ８が到来するまで待機
（なお、時刻ｔ１ｚから時刻ｔ’ｓにかけてのインター
バルを計測した後にブランチ９０９に移行したのであれ
ば、ブランチ９０９においては、時刻ｔ＋４の到来を待
機することになる。）し、続いて処理ブロック９０９に
おいて、カウンタ１６のカウント値をＲＡＭ７のＤエリ
アに格納する。 ブランチ９１０では時刻１ｖの到来を待機し、時刻１ｖ
が到来すると、処理ブロック９１１においてその時点の
カウンタ１６のカウント値ＴＯをＲＡＭ７のＧエリアの
７３０番地に格納する。 さらに、ブランチ９１２においてつぎのトリガ信号が到
来するまで待機し、トリガ信号が到来すると、処理ブロ
ック９１３において、カウンタ１５のカウント値をテン
ポラリレジスタ１７に転送し、続いて処理ブロック９０
９において、カウンタ１５のカウント値をＲＡＭ７のＤ
エリアに格納する。 ブランチ９１０では時刻１ｖの到来を待機し、時刻ｔｖ
が到来すると、処理ブロック９１１においてその時点の
カウンタ１５のカラン）［ＴＣ：ヲＲＡＭ７のＧエリア
の７３０番地に格納する。 さらに、ブランチ９１２においてつぎのトリガ信号が到
来するまで待機し、トリガ信号が到来すると、処理ブロ
ック９１３において、カウンタ１６のカウント値をテン
ポラリレジスタ１７に転送し、チャンネルセレクタ６に
よって指定されるＲＡＭ７のＤエリアの番地の前の番地
に格納されている値からテンポツリレジスタ１７の値を
減算したうえで、その結果をＥエリアに格納し、さらに
テンポラリレジスタ１７の値をＤエリアに転送している
。 また、ブランチ９１４において時刻ｔ１８が到来したか
否か（チャンネルセレクタ６によってアクセスされるＲ
ＡＭアドレスを監視していることによって、特定の時刻
の到来を認識することができる。）を判別し、是であれ
ばブランチ９１５に移行するが、否であればブランチ９
１２に戻って同じ処理を繰り返す。 その結果、ＲＡＭ７のＤエリアの７０１番地から７０８
番地にはそれぞれ時刻ｔ１１＋　ｔｌ２　＋ｔ＋５．　
ｔｌ４　　・ｔ１５　、　ｔ１６　　・ｔｌ、　　、　
ｔｅａにおけるカウンタ１６のカウント値が格納され、
Ｅエリアの７１１番地から７１８番地には、それぞれ第
１区間、第２区間、第３区間、第４区間、第６区間、第
６区間、第７区間、第８区間のインターバルに依存した
データが格納される。 ブランチ９１５では、時刻１ｗが到来するまで待機し、
時刻ｔｗが到来すると、処理ブロック９１６において、
その時点のカウンタ１６のカウント値ＴＯをテンポラリ
レジスタ１７に転送し、ＲＡＭ７のＧエリアの７３０番
地に格納されている時刻１ｖ時点のカウント値からテン
ポラリレジスタ１７の値を減算し、その結果をＲＡＭ７
の７３０番地に再格納し、さらにアキュムレータの値を
８で除したうえで、ＲＡＭ７のＪエリアの７３３番地に
格納している。 したがって、ＲＡＭ７の７３３番地には、時刻１ｖから
時刻１．　までのモータ１の平均速度、すなわち、第６
区間における前記モータ１の速度を表わすデータが格納
されたことになる。 ブランチ９１７では時刻’ｈ＋が到来するまで待機し、
続いて処理ブロック９１８において、時刻ｔ２＋におけ
るカウンタ１５のカウント値ＴＯをテンポツリレジスタ
１７に転送する。 つぎに、処理ブロック９１９においてＲＡＭ７のＥエリ
アの７１１番地のデータをＨエリアの７３１番地に転送
し、テンポラリレジスタ１７の値をＤエリアの７０１番
地に転送するとともに、Ｄエリアの７０８番地に格納さ
れた値からテンポラリレジスタ１７の値を減算し、その
結果を２エリアの７１１番地に格納する。 さらに、Ｈエリアに格納されている値からＥエリアの７
１１番地に格納されている値の減算を行なったうえで、
固定値の２０で除し、結果をエエリアの７３２番地に格
納する。 続いて、処理ブロック９２０において、コントロールバ
ス２７（図中においては、ＭＢＵＳなる略記号で示され
ている。）に〔１１００１〕のコントロールデータ（Ｍ
ＳＢの１“がバスセレクタ２８の切り換え指令となり、
下位４ビツトはコントロールバス８からのデータに対応
する。）を送出して、ＲＡＭ７の７１６番地あるいは７
２５番地が選択されるように設定したうえで、ＲＡＭ７
のＥエリアの７１６番地に格納されている値からＪエリ
アに格納されている値の減算を行ない、つぎに、Ｂエリ
アに格納されている値を乗じ、乗算結果をＣエリアに格
納されている値で除してその値をＣエリアに格納し、さ
らに２．６倍してＦエリアの７２６番地に格納するとと
もに、Ｃエリアに格納されている値からＢエリアに格納
されている値を減算し、その結果を８で除し、さらに、
除算結果から７２６番地に格納された値を減算したうえ
で、７１５番地に格納し、コントロールバス２７に〔０
００００〕のコントロールデータを送出して、ＲＡＭ７
のアドレス選択をチャンネルセレクタ５に戻し、アキュ
ムレータの値をＥエリアの７１１番地に格納する。 処理ブロック９２１では、まず、コントロールバス２７
に〔１１ｏ１０〕のコントロールデータを送出して、Ｒ
ＡＭ７の７１６番地あるいは７２６番地が選択されるよ
うに設定したうえで、Ｊエリアに格納されている値から
、エエリアに格納されている値の減算を行ない、結果を
Ｈエリアに格納する。 また、エエリアに格納されている値に固定値の４．６を
乗じ、その結果にＥエリアの７１６番地に格納されてい
る値を加算し、続いてＪエリアに格納されている値の減
算を行ない１．つぎに、Ｂエリアに格納されている値を
乗じ、乗算結果をＨエリアに格納されている値で除して
その値を８で除してＨエリアに待避させ、Ｃエリアに格
納されている値にこの値を加算してＣエリアに再格納し
、Ｈエリアに待避させた値を６．６倍してＦエリアの７
２６番地に格納するとともに、Ｃ，エリアに格納されて
いる値からＢエリアに格納されている値を減算し、その
うえでエエリアに格納されている値を減算し、その結果
を８で除してから７２６番地に格納された値を減算した
うえで、Ｅエリアの７１　ｅ　番地に格納Ｌ　、コント
ロールバス２７に（ｏｏｏｏｏ）のコントロールデータ
を送出してＲＡＭ７のアドレス選択をチャンネルセレク
タ６に戻し、アキュムレータの値にＥエリアの７１１番
地に格納されている値を加算し、加算結果を７１１番地
に再格納する。 処理ブロック９２２では、まず、コントロールバス２了
に〔１０１００〕のコントロールデータを送出して、Ｒ
ＡＭ７の７１４番地あるいは７２４番地が選択されるよ
うに設定したうえで、Ｊエリアに格納されている値にエ
エリアに格納されている値′を加算し、結果をＨエリア
に格納する。 また、Ｅエリアの７１４番地に格納されている値から、
エエリアに格納されている値に固定値の３を乗じたもの
を減算し、続いてＪエリアに格納されている値の減算を
行ない、Ｂエリアに格納されている値を乗じ、乗算結果
をＨエリアに格納されている値で除し、さらに８で除し
てＨエリアに待避させ、Ｃエリアに格納されている値に
この値を加算してＣエリアに再格納し、Ｈエリアに待避
させた値をＯ，Ｓ倍してＦエリアの７２４番地に格納す
るとともに、Ｃエリアに格納されている値からＢエリア
に格納されている値を減算し、そのうえで１エリアに格
納されている値を加算し、その結果を８で除し、さらに
、除算結果から７２４番地に格納された値を減算したう
えで、Ｅエリアの７１４番地に格納し、コントロールバ
ス２７に（ｏｏｏｏｏ）のコントロールデータを送出し
てＲＡＭ７のアドレス選択をチャンネルセレクタ５に戻
し、アキュムレータの値にＥエリアの７１１番地に格納
されている値を、加算し、加算結果を７１１番地に再格
納する。 処理ブロック９２３では、コントロールバス２７に〔１
０００１〕のコントロールデータを送出して、ＲＡＭ７
の７１７番地あるいは７２７番地が選択されるように設
定したうえで、Ｊエリアに格納されてい゛る値から、エ
エリアに格納されている値を２倍した値の減算を行ない
、結果をＨエリアに格納する。 また、Ｅエリアの７１７番地に格納されている値から、
エエリアに格納されている値に固定値の６を乗じたもの
を減算し、続いてＪエリアに格納されている値の減算を
行ない、つぎに、Ｂエリアに格納されている値を乗じ、
乗算結果をＨエリアに格納されている値で除し、さらに
８で除してＨエリアに待避させ、Ｃエリアに格納されて
いる値にこの値を加算してＣエリアに再格納し、Ｈエリ
アに待避させた値を３倍してＦエリアの７２７番地に格
納するとともに、Ｃエリアに格納されている値からＢエ
リアに格納されている値の減算を実行し、そのうえでエ
エリアに格納されている値を２回減算し、その結果を８
で除し、さらに除算結果から７２７番地に格納された値
を減算したうえで、Ｅエリアの７１７番地に格納し、コ
ントロールバス２７Ｋ（００００（１）のコントロール
ブータラ送出して、ＲＡＭ７のアドレス選択をチャンネ
ルセレクタ６に戻し、アキュムレータの値にＥエリアの
７１１番地に格納されている値を加算し、加算結果を７
１１番地に再格納する。 処理フロック９２４では、コントロールバス２７に〔１
０１ｏ１〕のコントロールデータを送出して、ＲＡＭ７
の７１３番地あるいは７２３番地が選択されるように設
定したうえで、Ｊエリアに格納されている値にエエリア
に格納されている値を２倍して加算し、結果をＨエリア
に格納する。 また、エエリアに格納されている値に固定値の６を乗じ
、その結果にＥエリアの７１３番地に格納されている値
を加算し、続いてＪエリアに格納されている値の減算を
行ない、Ｂエリアに格納されている値を乗じ、乗算結果
をＨエリアに格納されている値で除し、さらに８で除し
てＨエリアに待避させ、Ｃエリアに格納されている値に
この値を加算してＣエリアに再格納し、Ｈエリアに待避
させた値を３倍してＦエリアの７２３番地に格納すると
ともに、Ｃエリアに格納されている値からＢエリアに格
納されている値の減算を実行し、そのうえでエエリアに
格納されている値を２回にわたって加算し、その結果を
８で除し、さらに除算結果から７２３番地に格納された
値を減算したうえで、Ｅエリアの７１３番地に格納し、
コントロールバス２７に〔ｏｏ００ｏ〕のコントロール
データを送出して、ＲＡＭ７のアドレス選択をチャンネ
ルセレクタ５に戻し、アキュムレータの値にＥエリアの
７１１番地に格納されている値を加算し、加算結果を７
１１番地に再格納する。 処理ブロック９２６でハ、コントロールバス２７に（１
ｏｏｏｏ）のコントロールデータを送出して、ＲＡＭ７
の７１８番地あるいは７２８番地が選択されるように設
定したうえで、Ｊエリアに格納されている値から、Ｉエ
リアに格納されている値を３倍した値の減算を行ない、
結果をＨエリアに格納する。 また、Ｉエリアに格納されている値に固定値の９を乗じ
、その結果にＺエリアの７１８番地に格納されている値
を加算し、続いてＪエリアに格納されている値の減算を
行ない、つぎに、Ｂエリアに格納されている値を乗じ、
乗算結果をＨエリアに格納されている値で除し、さらに
８で除してＨエリアに待避させ、Ｃエリアに格納されて
いる値にこの値を加算してＣエリアに再格納し、Ｈエリ
アに待避させた値を０．８倍して７エリアの７２８番地
に格納するとともに、Ｃエリアに格納されている値から
、Ｂエリアに格納されている値の減算を実行し、そのう
えでエエリアに格納されている値を３回減算し、その結
果を８で除し、さらに除算結果から７２８番地に格納さ
れた値を減算したうえでＥエリアの７１８番地に格納し
、コントロールバス２７に（００００（１）のコントロ
ールデータを送出して、ＲＡＭ７のアドレス選択をチャ
ンネルセレクタ６に戻し、アキュムレータの値にＥエリ
アの７１１番地に格、納されている値を加算し、加算結
果を７１１番地に再格納する。 処理ブロック９２６では、コントロールバス２７に〔１
１１１０〕のコントロールデータを送出して、ＲＡＭ７
の７１２番地あるいは７２２番地が選択されるように設
定したうえで、Ｊエリアに格納されてい色値にエエリア
に格納されている　　、値を３倍して加算し、結果をＨ
エリアに格納する。 また、Ｅエリアの７１２番地に格納されている値から、
エエリアに格納されている値に固定値の１３．６を乗じ
たものを減算したうえで、Ｊエリアに格納されている値
の減算を行ない、Ｂエリアに格納されている値を乗じ、
乗算結果をＨエリアに格納されている値で除し、さらに
８で除してＨエリアに待避させ、Ｃエリアに格納されて
いる値にこの値を加算してＣエリアに再格納し、Ｈエリ
アに待避させた値を６．５倍してＦエリアの７２２番地
に格納するとともに、Ｃエリアに格納されている値から
Ｂエリアに格納されている値を減算した後にエエリアに
格納されている値を３回にわたって加算し、その結果を
８で除し、さらに、除算結果から７２２番地に格納され
た値を減算したうえで、Ｅエリアの７１２番地に格納し
、コントロールバス２７に〔Ｑ０００ｏ〕のコントロー
ルバスクを送出して、ＲＡＭ７のアドレス選択をチャン
ネルセレクタ已に戻し、アキュムレータの値にＥエリア
の７１１番地に格納されている値を加算し、加算結果を
７１１番地に再格納する。 さらに、処理ブロック９２７において、ＲＡＭ７のＣエ
リアに格納されている値の符号を反転させた後に固定値
の２．６を乗じて７２１番地に格納し、Ｅエリアの７１
１番地に格納されている値をＣエリアに転送し、Ｃエリ
アに格納されている値からＢエリアに格納されている値
を減算し、そのうえでエエリアに格納されている値を４
倍して減算し、その結果を８分の１し、７２１番地に格
納された値を減算したうえで、ラッチ２２に転送し。 また、Ｅエリアの７１１番地に格納する。 この時点において高分解能の制御に移行するための第１
段階の学習動作が完了する訳であるが、処理ブロック９
１８から処理ブロック９２７にかけての一連の処理の意
味するところをつぎに説明する。 まず、ブランチ９０７から処理ブロック９０８へ移行す
るための前提条件として、第３区間あるいは第７区間の
インターバルが所定道に近づいたか否かを判別している
のは、モータ１の加速期間中に分割誤差を検出して補正
する場合、刻々と変化する回転速度によって、第８図（
２Ｌ）の信号波形の振幅そのものも変化して、しかも振
幅変化に対する各区間のインターバルの変化度合もまち
まちでおるため、実際に電圧制御増幅器３によって、振
幅制御が施された状態にできる限り近い状９において学
習動作をさせたほうが補正精度が高められるからである
。 ところで、第１０図は、第８図の時刻ｔ８の位置からス
タートして、定加速度でモータ１の回転速度が上昇して
いった場合の、第１区間、第２区間、第３区間、第４区
間の速度変化あたシの、インターバルの逆数の変化比率
の増減を区間あたりの速度変化量を横軸にとって求めた
もので、その計算は次式に基づいている。 Ｖｎ　＝　Ｎ−Ｖｐ−５ｉｎ（２−ｒｒ−ａＲ−ｔ＋π
／Ｂ）ここに、 Ｎ＝１＋に−ｔ　　　　　　　　　　　　　（ｅ）なお
、（６）式において、ｔは時刻を表わし、αは速度発電
機２の出力信号周波数を決定する係数であり、（６）式
のｋはモータ１の速度上昇率、すなわち第１０図の横軸
の大きさを決定する係数であり、その他の係数は（１）
式に準じている。 また、第３区間については、１／△Ｎ・△Ｔの値は負数
になる（振幅の坩加の影響がきわめて太きいため。）が
、第１０図では同一象限にプロットしている。 第１０図から、各区間ごとの変化比率は大きく異なるが
、モータ１の回転速度が速度発電機２の出力信号の８分
の１周期の間に数１０パーセントも変化することは、ま
ずあり得ないことを考慮すると、同一区間であれば、速
度上昇率が実用範囲内ではあまり変化しないこ、とがわ
かる。 ちなみに、第９図に示したフローチャートにおいては、
この性質を利用して補正精度をより高めている。 すなわち、処理ブロック９２０における処理は次式で表
わされる第６区間の分割誤差オフセット量０５と、第６
区間での周期換算の速度誤差Ｅ５を求めていることにな
る。 Ｏｓ　＝　２−５　・（Ｘｓ　−Ｄｚ／ｓ）　・Ｂｏ／
Ｄｚ　　　　（ηＸｓ　＝　（Ｄｚ　　Ｂｑ）／８　０
ｓ　　　　　　　　（８）だだし、ｘ５　は第６区間の
インターバルを時刻ｔ１４から時刻ｔ’ｓにかけて計測
した値であり、ＤＺ　＋　ＢＯはそれぞれＲＡＭ７０Ｇ
エリアに格納された平均速度情報、ＲＡＭ７のＢエリア
に格納された所望値であり、Ｄ　Ｚ　／　８はＲＡＭ７
のＪエリアに格納されている。 さて、（７）式において、Ｄｚ／ｓは第６区間に分割誤
差が存在しないときに本来計測されるべき値であり、実
際の計測値からその値を減じることによって、（４）式
の右辺第２項が求まるが、この値は計測時点の回転速度
に応じた区間の分割誤差であるので回転速度が変われば
区間の誤差に対応した値も変化する。したがって、モー
タ１の回転速度が設定値近傍にあるときの分割誤差成分
は、計測時点の区間の分割誤差の値に回転速度の所望［
Ｂ。 と計測時点の回転速度を表わすＤｚの比率を乗じること
によって得られる。 ところで、（７）式の最初に２．５を乗じているのは。 高分解能制御に移行した後の各区間のインターバルの変
化率の補正を行なったものであり、変化率の算出は次式
に基づいている。 Ｖｎ＝Ｎ４ｐ−５ｉｎ（２−ｙｒ・α−Ｎ−ｔ−１−ｎ
・π／８）　　　（９）ただし、ｎ＝１．２，３．４ 第１１図は第１〜第４の各区間からスタートしたときの
各区間における変化率を、第１０図と同じ要領で示した
ものであり、実用範囲内では第１区間、第２区間、第３
区間、第４区間の変化率の値はそれぞれＪ６　、　ｅｊ
６　、３．０　、０．８　　である。 なお、第６〜第８区間については第１〜第４区間と同じ
値となる。 第１２図（＆）はモータ１の回転速度が設定速度より早
くなったときの計測区間の値とオフセット量とエラーの
関係を示したものであり、計測値をＭ、設定値をＺ（Ｚ
（Ｍ）、オフセット量を０１計算されるエラーをＥｃ　
、本来のエラーをＥｄとすると、計算されるエラーＥｃ
と本来のエラーＥｄはつぎの式で表わされる。 Ｅｃ＝Ｍ−ｚ−ｏ　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　ｆｌＱＩＥｄ＝Ｍ−Ｚ−０・Ｍ／Ｚ　　　　　　　
　　　　　（１１１すなわち、計算されるエラーＩＣｃ
は本来のエラーＥｄよりも（１−Ｍ／Ｚ）・０　だけ大
きくなり、本来のエラー１よりモータ１の回転速度を高
くするように誤差データを出力する。したがって。 モータの回転速度はより早く設定速度に近ずくことかで
きる。また、計算において乗算、除算を用いないので計
算を早く実行することができるとともに、構成も簡単に
なる。 第１２図（ｂ）は（ａ−）と同様にモータ１の回転速度
が設定速度より遅くなったとき（Ｚ＞Ｍ　）の計測区間
の値とオフセット量とエラーの関係を示したものであり
、計算されるエラーＫｃと本来のエラーＫｄはつぎの式
で表わされる。 Ｅｃ＝Ｚ　−Ｍ−０（１２１ Ｅｄ＝Ｚ−Ｍ−０・Ｍ　／　Ｚ　　　　　　　　　１３
１すなわち、計算されるエラーＥｃは本来のエラーＥｄ
よりも（１−Ｍ／Ｚ）・０　だけ小さくなり、本来のエ
ラーＥｄよりモータ１の回転速度を低くするように誤差
データを出力する。したがって、モータの回転速度はよ
り早く設定速度に近ずくことができる。 つぎに、処理ブロック９２１における処理は次式で表わ
される第６区間の分割誤差オフセット量０６と、第６区
間での周期り算の速度誤差Ｅ６を求めている。 ０６＝６．５・（Ｘ６＋４−５−Ａ−Ｄｚ／ｓ）Ｘ　Ｂ
ｏ／　（Ｂ・（Ｄｚ／ａ　　Ａ）　）　　　ｆ１４１Ｅ
６　＝ｎｚ／　８　　Ａ−Ｂｏ／　８　０ｂ　　　　　
　　（１５１なお、ｆ１４１　、　（１５１式で、Ａは
ＲＡＭ７のＩ工！７７に格納された値で、時刻ｔ８から
時刻１＋＋にかけての第１区間のインターバルをｘｌと
し、時刻ｔｅａから時刻ｔｌにかけての第、１区間のイ
ンターノくルをＸｌｊとすると、次式で表わされる。 Ａ＝（Ｘ＋　　ＸＨ）／８・；２−５　　　　　　　（
１６１すなわち、人は各区間ごとの速度変化量を表わし
、００式の分母の２．６は、第１０図から求めた第１区
間の変化率である。 圓式において、第２項はモータ１の計測時の回転速度と
各区間ごとの速度変化量Ａより求められた分割誤差の値
であし、その値に回転速度の所望値ＢＯと計測時点の回
転速度を表わす（８・（Ｄｚ／８−Ａ））の比率を乗じ
ることによりモータ１の回転速度が設定値近傍にあると
きの区間６の分割誤差成分を求めている。 また、圓式の固定値の６．６と４．６はそれぞれ第１１
図と第１０図から求めた第６区間の変化率である。 一方、処理ブロック９２２における処理は、次式で表わ
される第４区間の分割誤差オフセット量０４と、第４区
間での周期換算の速度誤差ｚ４　　を求めている。 ｏ４＝ｏ、ｓ・（Ｘ４３．３Ａ　　Ｄｚ／　８）×Ｂｏ
／（８・（Ｄｚ／８十ム））ｕηＥ４＝ＤＺ／Ｂ＋人−
ＢＱ／８−ｏ４　　　　　　　　　　　　　　Ｑ８１（
１７）式においても（１４１式と同様にしてモータ１の
回転速度が設定値近傍にあるときの区間４の分割誤差成
分を求めている。 また、（１９式の固定値の０．８と３．３　　はそれぞ
れ第１１図と第１０図から求めた第４区間の変化率であ
る。 さらに、処理ブロック９２３における処理は次式で表わ
される第７区間の分割誤差オフセント量０７　　と、第
７区間での周期換算の速度誤差Ｅ７を求めている。 ０７＝３・（Ｘ７−３・２−ム−Ｄｚ／８）ｘ　Ｂｏ／
　（ｓ　・（Ｄｚ／　８　２　・Ａ　）　）　　　　　
（１９１Ｅ７　＝Ｄｚ／　８　２Ａ　　Ｂｏ／　８　０
７　　　　　（２１（１９１式において、第７区間では
第６区間よりも回転速度が上昇しているにも拘らず、ｘ
７−３・２・人を実行しているのは、先にも説明したよ
うに、第７区間と第３区間では変化率の照性が他の区間
と反対になっているためである。 同様に、処理ブロック９２４においては次式で表わされ
る第３区間の分割誤差オフセット量０３と、第３区間で
の周期換算の速度誤差Ｅ５を求めている。 Ｏｓ　＝３・（Ｘ５　＋３−２−Ａ−Ｄｚ／８　）ｘ　
Ｂｏ／　（８・（ＤＺ／８＋２・Ａ　）　）　　　　　
（２１１Ｅ３＝ＤＺ／８＋２−Ａ−Ｂｏ／８−Ｏｓ　　
　　　　（Ｚりまた、処理ブロック９２６では次式で表
わされる第８区間の分割誤差オフセット量０８と、第８
区間での周期換算の速度誤差Ｅ８を求めている。 ｏ８＝ｏ、ｓ　・（ｘ８＋３・３・Ａ−Ｄｚ／８　）ｘ
　Ｂｏ／　（８・（Ｄｚ／ｓ−３・Ａ）　）　　　　（
２３）Ｅａ　＝Ｄｚ／ｓ　　３４−Ｂ、）／ｓ　　ｏ８
（２４）処理ブロック９２６では次式で表わされる第２
区間の分割誤差オフセット量０２と、第２区間での周期
換算の速度誤差Ｅ２を求めている。 ０２　＝６．５＝　（Ｘ２−４．５・３　Ａ−Ｄｚ／ｓ
　）ＸＢｏ／（８・（Ｄｚ／８＋３４））　　　　　（
２５）Ｅ２＝Ｄｚ／８＋３４　　ＢＯ／８　　ｏ２（２
６１さらに、処理ブロック９２７では、次式で表わされ
る第１区間の分割誤差オフセット量ｏ１と、第１区間で
の周期換算の速度誤差Ｅ１を求めている。 ０１＝　−（０２／　６−５＋０５／　３＋０４１０．
８＋０５／２．５＋０６／６−６＋０７／３＋０８１０
．８）　　　　　　　　　　　　（５）Ｅ＋　＝Ｊ／ａ
−４・Ａ　　Ｂｑ／ｓ　　ｏ、　　　　　　（２８１彌
式の右辺はＲＡＭ７のＣエリアに格納された第２区間か
ら第８区間までの正規化された分割誤差成分の総和の符
号を反転したものであり、その算出は次式に基づいてい
る。 △δに＝ｏ　　　　　　　　　　　　　（支）ｋ＝１ （１９１、（２１）　、　ｎ　、　（２５１式におイテ
も（１４１式と同様の方法でモーターの回転速度が設定
値近傍にあるときの分割誤差成分を得ている。 さて、（８）　、　（１５１、（１９）　、　（２０１
，■、（財）、■、（支）式ではその時点での誤差から
第５．第６．第４．第７゜第３．第８．第２．第１区１
間でのオフセット量ｏ５，０６，０４．０７，０３，０
８，０２，０１を減じているが、この操作は高分解能の
制御に移行するまでの間に一度だけ行なえば、その後は
ＲＡＭ７のＥエリアの７１１番地から７１８番地には、
常に０１〜０８だけのオフセットが残るので、以後は第
７図のレローチャートに示したような制御動作に移行す
ればよい。 なお、それにも拘らず、ＲＡＭ７０Ｆエリアに各区間ご
とのオフセット量を残しているのは、さらに補正精度を
高めるための、再学習に備えるとともに、モータ１の回
転速度が変更されたし、いったん停止してから再起動す
る場合には、再び第９図に示したすべての動作を行なわ
なくとも、Ｆエリアのオフセット量を参照することによ
ってより速やかな高分解能制御への移行を可能ならしめ
るためである。 また、第９図の処理ブロック９１９〜９２７では（η〜
（支）式に示されるような細かい補正を忠実に実行して
いるが、必らずしもここまでの補正が必要か否かはシス
テム規模と状況に応じて判断されるべきことがらであり
、例えば、あらかじめ第８図（ｂ）の信号を利用してモ
ータ１の回転速度が一定になるように制御した状態にお
いて補正を行なうならば、型式において、ＢＯ／　（ｓ
・（ｎｚ／ｓ−Ａ　）を乗じる演算は不用であり、ＡＬ
Ｕ１９には加算器としての機能とビットシフトの機能だ
けがあればよい（ちなみに、第９図に示された程度の固
定値の乗算は、加算とシフトの組み合わせによって容易
に実現でき、例えば、２．６倍するためには、もとの値
を右シフトしたものと左シフトしたものを加算すればよ
い。）ので、その構成が簡単になる。 このようにして、第１図に示した本発明のサーボ装置で
は、高分解能の制御へ移行するまでの間に、タイミング
コントローラ２６が、速度発電機２の出力信号の１周期
にわたってチャンネルセレクタ６を介して出力される比
較器１１．１２の比較器の出力信号の発生時刻の、速度
発電機２が発生する交流信号波形を等分割するような正
規の時刻からの偏位をＲＡＭ７と＾ＬＴ）１９に算出せ
しめ、その算出結果を前記ＲＡＭ７の速度誤差の履歴が
格納されるＥエリアにオフセット値として加えておくこ
とによって、より精度の高い制御を可能ならしめるもの
である。 ところで、第１図の実施例ではオフセットコントローラ
１ｏは、波形整形器４の出力信号の高電位区間と低電位
区間が等しくなるように動作するが、これまでの説明か
らも明らかなように、例えば、第８図の時刻ｔ１１　、
　ｔ＋４　、　ｔ１５　、　ｔｅａにおけるカウンタ１
５のカウント値Ｄ１１　　＋　Ｊ４　　＋Ｄ１５　＋　
Ｄ＋’［＋　はいずれもいったんＲＡＭ７に格納される
ので、これらのデータをもとにオフセットを調節するこ
ともできる。 すなわち、（Ｄ１＋　−Ｄ１４　）がＣＩ）＋ｓ　　Ｄ
＋ａ　）に等しくなるように電圧制御増幅器３の入力オ
フセット値を調節することによって、実質的に波形整形
器４のデユーティを５Ｏ−５Ｑにしたのと同じことにな
り、また、プログラマブル電圧源６の上側出力と下側出
力のアンバランスまでもを補正することができる。 さらに・（Ｄ１１１ｈ４）と（Ｄ＋ｓ　　ＤＨ）の差が
正確に零になるならば、第６図に示したＲＡＭ７のアド
レス数を２分の１にすることもできる。 すなわち、実施例で“は第８図の時刻ｔ１から時刻１＋
＋までの１サイクルの区間を基準にして、例えば、時刻
ｔＨにおいては時刻ｔ１のときのカウンタ１５のカウン
ト値から時刻ｔ１１のときのカウント値を減算しするよ
うにしているが、時刻ｔ１から時刻ｔ５までの半サイク
ルの区間を基準に考えて、時刻ｔ５においては時刻ｔ１
のときのカウント値から時刻ｔ５のときのカウント値を
減算するように変更すれば、第６図のＲＡＭエリアのう
ち７０６番地から７０８番地までと、７１６番地から７
１８番地まで、さらには７２６番地から７２８番地まで
は不要となる。 また、あらかじめ定められた周波数のもとでは第８図の
時刻ｔ２と時刻ｔ３の間の期間や時刻ｔ６と時刻ｔ７の
間の期間が一定になるように調節すれば第８図（＆）の
信号波形の振幅が一定になることを利用すれば、ディジ
タル的に振幅を調節することができる。 例えば、第１図の振幅コントローラ９をアップダウンカ
ウンタ（ＲＡＭの追加エリアの中に構成されたソフト的
なカウンタであってもよい。）とディジタル−アナログ
変換器によって構成し、時刻ｔ２と時刻ｔ５の間の期間
や時刻ｔ６と時刻ｔ７　の間の期間糸上限値を越えたと
きに前記アップダウンカウンタをカウントダウンさせ、
下限値を越えたときにカウントアツプさせるようにすれ
ば、ステップ・パイ・ステップで振幅を調節することが
できるし、時刻ｔ２．ｔ５．ｔ６．ｔ７におけるカウン
タ１６のカウント値はいったんＲＡＭ７に取り込まれる
ので、タイミングコントローラ２６と前記ＲＡＭ７．人
ＬＵ１９によっても一連の操作が行なえる。 なお、前記振幅コントローラ９の出力信号が電圧制御増
幅器３に供給されだすのは、第９図に示した誤差補正の
一連の処理が終了してからであるが、この場合に前記振
幅コントローラ９によって電圧制御増幅器３の増幅ゲイ
ンの設定を行なう点は、時刻ｔ１から時刻ｔ８までの１
サイクル内の各点において自由に選ぶことができ、第８
図（２Ｌ）の信号波形の少なくとも半サイクルの期間は
設定値が保持される。 したがって、先にも説明したように分割された半サイク
ル内の各区間の速度誤差の検出ゲインは第１１図に示し
たように異なった値となる。 第７図のフローチャートでは、この検出ゲインの変動に
対する補正についてまでは言及していないが、例えば、
第７図の処理ブロック２０６において、アキュムレータ
の値をラッチ２２に転送する前に、あらかじめ準備され
たゲイン補正テーブルなどを用いて補正をすることもで
きる。 なお、前記モータ１が起動した直後は、速度発電機２の
出力信号の振幅がきわめて微小であるから、第８図の時
刻ｔ１における比較器１１の出力信号が発生したとして
も、電圧制御増幅器３の出力信号の電位が第８図（２Ｌ
）に示すような段階までは上昇せずに時刻ｔ２において
は前記比較器１１が出力信号を発生しない状態も生じ得
る。 しかじ卒から、第１図に示した実施例においては前記比
較器１１とは別に第２の比較器１２を用意して、常に電
圧制御増幅器３の出力信号の電位の上昇と下降を監視す
るように構成されるとともに、時刻’ｔ、ｚ　、　ｉｙ
　　・・・・・・においてはチャンネルセレクタ６のア
ップダウンカウンタをリセットするように構成されてい
るので、モータ１の起動時に前記チャンネルセレクタ６
が誤ったアドレス選択信号をＲＡ　Ｍ　７に送出するこ
とばない。 また、第１の比較器１１と第２の比較器１２の両方を用
意しておくことによって、速度発電機２の出力信号にサ
ージ性のパルスが混入してもシステムが誤動作しないと
いう効果も得られる。 例えば、第８図の時刻ｔ１から時刻ｔ２の間にプログラ
マブル電圧源６の出力電圧のステップ値よりも大きいサ
ージパルスが電圧制御増幅器３の出力信号に重畳されて
いたとすると、若干の時間差はあるが前記比較器１１と
前記比較器１２の両方が出力を発生するので（なぜなら
ば、多くのサージ性のノイズはリンギング状になって原
信号に重畳して波形図の上下方向に現われる。）、チャ
ンネルセレクタ６における入力信号の受付条件を適尚に
設定しておくことによって（例えば、クロック信号の１
周期以内−両方の比較器の出力信号が到来したときには
受は付けを禁止するように設定しておく。）、システム
の耐ノイズ性を大幅に改善することができる。 なお、このようなノイズの心配が皆無であればプログラ
マブル電圧源６の出力端子６ｂと前記比較器１２を削除
し、唯一の出力端子６ａと唯一の比較器１１を時分割で
利用することによって第１図の装置、具体的には第８図
（ｆ’ｌ　、　（ｇ）　、　（ｈ）　、　（ｉ）に示さ
れるような動作機能を実現することもできる。 なお、これまでの説明では第１図の速度発電機２の出力
信号が正弦波であるものと仮定して各サンプリング点に
おける速度誤差の検出ゲインの変動について説明してき
たが、前記速度発電機２の出力信号が三角波であって、
その振幅がモータ１の回転速度によって変化しない場合
（具体的には回転位置に応じて徐々に光透過率が変化す
るシャッター板と受光素子によっ、て速度発電機２を構
成した場合などが該当する。）には各サンプリング点に
おける速度誤差の検出ゲインが変化することはないし、
振幅コントローラ９も不要となる。 また、第１図の実施例ではカウンタ１６の１６ビツト長
のカウント値がそのままＡＬＵｌ　９に転送され、前記
ｈ’ｐｔｚ　９での演算結果がデータバス２１を介して
ラッチ２２に転送されるように構成されているが、この
場合、１６ビツト長の演算結果をそのまま前記ラッチ２
２に転送してしまうと、誤差検出ゲイン（弁別ゲイン）
はきわめて小さなものとなってしまう。 例えば、（２）式の例ではモータ１の回転速度が１０パ
ーセント変化したときに誤差検出値が２６０になること
を算出したが、全体のビット長が１６ビツトであれば、
この値はわずかＯ−４パーセントにしかならず、その結
果として第１図の電力増幅器２６にきわめて高い分解能
とゲインが要求される。 したがって、実際には前記ＡＬＵ１９とＲＡＭ７の間で
のデータのやりとシや演算過程において実質的に誤差検
出ゲインを高めるピット圧縮操作が行なわれる。 なお、その具体的な方法や、第１図のＡＬＵｌ９、タイ
ミングコントローラ２６などの具体的な構成や、第１図
には示されていない読み出し専用メモＩＪ　（ＲＯＭ　
）とのデータのやシと９については、本願と同一出願人
による特願昭５８−１８３７６０号明細書におい゛て詳
述されているので、ここでは省略する。 以上のように本実施例によれば、モータやリニアモータ
などの速度情報を有する交流信号の１サイクルもしくは
半サイクルの区間に複数の照合点を設けることによって
、実質的により高い周波数を有する速度検出信号を得た
のと同じ効果を発揮させるものであるが、本発明の実施
形態は必ずしも第１図の装置に限定されるものではなく
、また、実施例において示したモータの回転速度の制御
のみならず、リニアモータなどにおいては、例えば第８
図（ｊ）の出力信号をカウントすることによって移動距
離を高い精度で知ることもできる。 発明の効果 以上のように本発明は、あらかじめ設定された少なくと
も２通りの出力電圧を発生する電圧源（実施例では、プ
ログラマブル電圧源６はｖｌおよびｖｌの２通りの出力
電圧を発生するように構成されているが、さらに多くの
出力電圧を発生するように構成すれば、より高分解能の
制御も可能となる。）と、前記電圧源の出力と移動体の
速度情報を有する交流信号の電位を比較して前記交流信
号の半周期の間に２回以上の出力信号を発生する比較器
（実施例においては、２個の比較器１１および１２を用
いている。）と、基準クロック信号を計数するカウンタ
と、前記比較器の出力信号が発生した時点の前記カウン
タの計数値を格納するメモリ手段と、前記計数値から誤
差出力を算出する演算器（実施例においては、ＡＬＵｌ
　９が用いられているが、加算器やカウンタであっても
よい。）と、前記誤差出力に基づいて前記移動体に駆動
電力を供給する駆動手段（実施例においては、電力増幅
器２６）と、前記比較器の出力信号を前記交流信号の少
なくとも半周期にわたって計測し、その計測値より算出
された前記比較器の出力信号間の各区間の値と正規値か
ら各区間の偏位量を算出し、各計測時点での前記移動体
の速度と前記正規値より前記各個位量を各区間の値が正
規値となる速度で前記移動体が°動作している値に換算
し、その値を補正量として各計測時点において前記演算
器に誤差出力の補正を行なわせる誤差出力補正手段（実
施例においては、タイミングコントローラ２６と、ＲＡ
Ｍ７．ＡＬＵｌ９によって誤差出力補正手段が構成され
ている。）を具備したことを特徴とするもので、速度発
電機の出力周波数を高くすることなく、より分解能の高
い制御、すなわち、実質的に速度発電機の出力周波数を
高くしたのと同等の制御を行なうことができ、きわめて
大なる効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図ぼ本発明の一実施例におけるサーボ装置のブロッ
クダイアグラム、第２図は電圧制御増幅器の具体例を示
す回路結線８図、第３図はチャンネルセレクタの具体例
を示す回路結線図、第４図は第３図の回路動作を説明す
るための信号波形図、第６図はプログラマブル電圧源の
具体例を示す回路結線図、第６図はＲＡＭの構成を示す
メモリマツプ、第７図はタイミングコントローラの動作
全説明するためのフローチャート、第８図は第１図の装
置の動作を説明するだめの信号波形図、第９図はタイミ
ングコントローラによる誤差補正動作を説明するための
フローチャート、第１０図および第１１図は分割された
各区間の速度変化に対するインターバルの変化特性を示
した特性図、第１２図は計測区間の値とエラーの関係を
示した図である。 １・・・・・・モータ、２・・・・・・速度発電機、６
・・・・・・チャンネルセレクタ、６・・・・・・プロ
グラマブル電圧源、７・・・・・・ＲＡＭ、１５・・・
・・・カウンタ、２６・・・・・・電力増幅器、２８・
・・・・・タイミングコントローラ。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第４
図 ＜Ｌ） 第５図 第８図 第９図 （Ｃ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　（こンＥＸＴ 第９図 （ｅ２　　　　　　　　　　　　　　　　　（子２ＥＸ
Ｉ 第９図 （８ン　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　（）ｌ）ＥＸＴ 第９図 （ｔ）、ハ 第１２図 マ マ　　　　　　　− □

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）あらかじめ設定された少なくとも２通りの出力電
   圧を発生する電圧源と、前記電圧源の出力と移動体の速
   度情報を有する交流信号の電位を比較して前記交流信号
   の半周期の間に２回以上の出力信号を発生する比較器と
   、基準クロック信号を計数するカウンタと、前記比較器
   の出力信号が発生した時点の前記カウンタの計数値を格
   納するメモリ手段と、前記計数値から誤差出力を算出す
   る演算器と、前記誤差出力に基づいて前記移動体に駆動
   電力を供給する駆動手段と、前記比較器の出力信号を前
   記交流信号の少なくとも半周期にわたって計測し、その
   計測値より算出された各区間の値と正規値から各区間の
   偏位量を算出し、各計測時点での前記移動体の速度と前
   記正規値より前記各偏位量を各区間の値が正規値となる
   速度で前記移動体が動作している値に換算し、その値を
   補正量として各計測時点において前記演算器に誤差出力
   の補正を行なわせる誤差出力補正手段とを具備してなる
   サーボ装置。
2. （２）移動体の速度情報を有する交流信号の少なくとも
   半周期にわたって比較器が出力信号を発生するごとに、
   カウンタの計数値を格納するメモリ手段のアドレスを更
   新するチャンネルセレクタと、前記チャンネルセレクタ
   が前記メモリ手段にアドレス更新信号を送出するごとに
   演算器に前記メモリ手段の該当アドレスに格納された前
   回の計数値からの減算を行なわせしめ、減算結果とあら
   かじめ準備された所望値を比較してその大小に応じた誤
   差出力を駆動手段に送出せしめるタイミングコントロー
   ラとを具備し、誤差出力の補正時には前記チャンネルセ
   レクタが前記アドレス更新信号を送出するごとに、その
   インターバルを計測して前記メモリ手段の該当アドレス
   に格納させ、少なくとも前記交流信号の半周期分のイン
   ターバルの計測値の格納が終了した時点で、電圧源によ
   る前記交流信号の分割誤差を演算器によって補正し、補
   正値を前記メモリ手段に格納するように前記タイミング
   コントローラに動作せしめてなる特許請求の範囲第１項
   記載のサーボ装置。