JPS62289010A - 電流制御発振器 - Google Patents
電流制御発振器Info
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- JPS62289010A JPS62289010A JP13183886A JP13183886A JPS62289010A JP S62289010 A JPS62289010 A JP S62289010A JP 13183886 A JP13183886 A JP 13183886A JP 13183886 A JP13183886 A JP 13183886A JP S62289010 A JPS62289010 A JP S62289010A
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- transistor
- multivibrator
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電流制御発振器に係り、特に発振周波数の温度
特性の改善に好適な電流制御発振器。
特性の改善に好適な電流制御発振器。
一般に、エミッタ結合マルチバイブレータ形電流制御発
振器の発振周波数ｆｏは、次式で表ゎさく２） れる。
振器の発振周波数ｆｏは、次式で表ゎさく２） れる。
ｌｏ
ｆｏ＝□ ・・・（１）４ ＣＶ ａ
ただし、Ｉｏは電流、Ｃはタイミング容量、Ｖｄはクラ
ンプダイオードの順方向降下電圧。
ンプダイオードの順方向降下電圧。
ｉｏの温度係数は、（１）式を温度Ｔで偏微分すると。
ａ’ｒ Ｖａ ａ’ｒ
せ抵抗Ｒｏで設定するような方法が考えられている。こ
れによると、（１）式は次式のように変形できる。
れによると、（１）式は次式のように変形できる。
従って、Ｖｄが消去されるため発振周波数の温度係数は
０にできる。
０にできる。
この種の発振器として関連するものには５例えばニービ
ーブレベン著“バイポーラアントモスアナログインテグ
レーテッドサーキットデザイン” （１９８４年）、第
５７５頁から第５８１頁。
ーブレベン著“バイポーラアントモスアナログインテグ
レーテッドサーキットデザイン” （１９８４年）、第
５７５頁から第５８１頁。
ジョンウイリイ アンドサンズ社（Ａ、Ｂ、ＧＲＥＢＥ
ＮＥ。
ＮＥ。
ＢＩＰＯＬＡＲＡＮＤ ＭＯＳ ＡＮＡＬＯＧ ＩＮＴ
ＥＧＲＡＴＥＤ ＣＩＲＣＵＩＴＤＥＳＩＧＮ 、
（１９８４） 、 Ｐ５７５〜５８１． Ｊｏｈｎ ｌ
１ｉｌｅｙ ＆５ａｎｓ Ｉｎｃ、 ）の書籍において
挙げられている。
ＥＧＲＡＴＥＤ ＣＩＲＣＵＩＴＤＥＳＩＧＮ 、
（１９８４） 、 Ｐ５７５〜５８１． Ｊｏｈｎ ｌ
１ｉｌｅｙ ＆５ａｎｓ Ｉｎｃ、 ）の書籍において
挙げられている。
上記従来例は、クランプダイオードと同じ電流密度のダ
イオードをマルチバイブレータの下側にわれでいる。こ
の原因として、エミッタ結合マルチバイブレータのスイ
ッチング素子の電流増幅率ｈＦｐの有限によるトランス
コンダクタンスｇ、が影響していると考えられる。この
ｇ、の影響は、スイッチング素子内部に熱電圧を発生す
ることになり、クランプダイオードの順方向降下電圧を
損なう結果となる。即ち、（３）式は次のように表わさ
れる。
イオードをマルチバイブレータの下側にわれでいる。こ
の原因として、エミッタ結合マルチバイブレータのスイ
ッチング素子の電流増幅率ｈＦｐの有限によるトランス
コンダクタンスｇ、が影響していると考えられる。この
ｇ、の影響は、スイッチング素子内部に熱電圧を発生す
ることになり、クランプダイオードの順方向降下電圧を
損なう結果となる。即ち、（３）式は次のように表わさ
れる。
ただし、Ｖｄｉ、＝Ｖｔｕｐ ＶｄＬ； マ／Ｌ／チバ
イブレータの下側のダイオードの順方向降下電圧、ｙ、
ｕ、クランプダイオードの順方向降下電圧。
イブレータの下側のダイオードの順方向降下電圧、ｙ、
ｕ、クランプダイオードの順方向降下電圧。
このため、タイミング容量の両端に現われる振幅は通常
±Ｖａより小さい値となり、かつ正の温度係数を持つた
め、まだ十分に温度安定性の高い電流制御発振器が得ら
れないという問題があった。
±Ｖａより小さい値となり、かつ正の温度係数を持つた
め、まだ十分に温度安定性の高い電流制御発振器が得ら
れないという問題があった。
本発明の目的は、ｇ、の影響を除去し、温度変動を受け
ない高安定な発振周波数が得られる電流制御発振器提供
することにある。
ない高安定な発振周波数が得られる電流制御発振器提供
することにある。
上記目的は、スイッチング素子のｇ ｍ （＝Ｉ ｃ／
ＶＴＩＩ（！はコレクタ電流）の影響であることに鑑み
、スイッチング素子の内部電圧を比例定数ｍとサーマル
電圧Ｖｔの積で得られるような回路で発生させ、この値
をマルチバイブレータの下側のダイオードの順方向降下
電圧Ｖｄから差引いた電圧で、周波数設定用の工ｏの設
定を行うことによす、達成される。
ＶＴＩＩ（！はコレクタ電流）の影響であることに鑑み
、スイッチング素子の内部電圧を比例定数ｍとサーマル
電圧Ｖｔの積で得られるような回路で発生させ、この値
をマルチバイブレータの下側のダイオードの順方向降下
電圧Ｖｄから差引いた電圧で、周波数設定用の工ｏの設
定を行うことによす、達成される。
ｍＶＴ発生回路のＶＴを差動対で発生し、ｍを差動対の
負荷抵抗の比、即ち電流比で設定する。
負荷抵抗の比、即ち電流比で設定する。
こうして得られたｍＶＴの値をマルチバイブレータの下
側のダイオードの順方向降下電圧から差動増幅器を用い
て差引くことにより、クランプダイオードとダイオード
の温度係数をキャンセルできるので、温度安定性の高い
発振周波数が得られる。
側のダイオードの順方向降下電圧から差動増幅器を用い
て差引くことにより、クランプダイオードとダイオード
の温度係数をキャンセルできるので、温度安定性の高い
発振周波数が得られる。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第１
図において、Ｑｌ、Ｑ２はそれぞれトランジスタで、一
対のスイッチング素子である。トランジスタＱ１のコレ
クタにはクランプダイオードＤ１と抵抗Ｒ１からなる負
荷、及びトランジスタＱ３と定電流源ＣＣ１からなるエ
ミッタフォロワが電源端子５から接続される。一方、ト
ランジスタＱ２のコレクタには、クランプダイオードＤ
２と抵抗Ｒ２からなる負荷、及びトランジスタＱ４が定
流源ＣＣ２からなるエミッタフォロワが電源端子５から
接続される。なお、定電流源ＣＣ１とＣＣ２には同一の
電流値を供給する。
図において、Ｑｌ、Ｑ２はそれぞれトランジスタで、一
対のスイッチング素子である。トランジスタＱ１のコレ
クタにはクランプダイオードＤ１と抵抗Ｒ１からなる負
荷、及びトランジスタＱ３と定電流源ＣＣ１からなるエ
ミッタフォロワが電源端子５から接続される。一方、ト
ランジスタＱ２のコレクタには、クランプダイオードＤ
２と抵抗Ｒ２からなる負荷、及びトランジスタＱ４が定
流源ＣＣ２からなるエミッタフォロワが電源端子５から
接続される。なお、定電流源ＣＣ１とＣＣ２には同一の
電流値を供給する。
トランジスタＱ１のベースは、トランジスタＱ４のエミ
ッタと第２の出力端子２に接続される。
ッタと第２の出力端子２に接続される。
一方、トランジスタＱ２のベースは、トランジスタＱ３
のエミッタと第１の出力端子１に接続される。なお、第
１及び第２の出力端子１，２には逆相の周波数出力波形
が得られる。
のエミッタと第１の出力端子１に接続される。なお、第
１及び第２の出力端子１，２には逆相の周波数出力波形
が得られる。
トランジスタＱ１のエミッタは、タイミング容量Ｃの一
端及びトランジスタＱ５のコレクタに接続される。一方
、トランジスタＱ５のエミッタは、タイミング容量Ｃの
もう一方の一端及びトランジスタＱ６に接続される。
端及びトランジスタＱ５のコレクタに接続される。一方
、トランジスタＱ５のエミッタは、タイミング容量Ｃの
もう一方の一端及びトランジスタＱ６に接続される。
トランジスタＱ５．Ｑ６は、トランジスタＱ７を一次側
とするカレントミラーを構成している。
とするカレントミラーを構成している。
以上の構成が、エミッタ結合形マルチバイブレータを表
わしている。
わしている。
次に、トランジスタＱ５．Ｑ６．Ｑ７のそれぞれのエミ
ッタはダイオードＤ３のアノードに接続され、そのカソ
ードは接地電位となる。
ッタはダイオードＤ３のアノードに接続され、そのカソ
ードは接地電位となる。
トランジスタＱ８は、ｍＶＴ発生回路１０の入力端子３
に接続され、その出力端子４は演算増幅器２０の正相入
力に接続される。演算増幅器２０の逆相入力は、トラン
ジスタＱ８と抵抗Ｒｏの一端に接続され、その出力はト
ランジスタＱ８のベースに接続される。更に、抵抗ＲＯ
のもの一方の一端は接地電位となる。
に接続され、その出力端子４は演算増幅器２０の正相入
力に接続される。演算増幅器２０の逆相入力は、トラン
ジスタＱ８と抵抗Ｒｏの一端に接続され、その出力はト
ランジスタＱ８のベースに接続される。更に、抵抗ＲＯ
のもの一方の一端は接地電位となる。
トランジスタＱ８のコレクタはｌＭＯＳトランジスタＭ
１のソースに接続される。ＭＯＳトランジスタＭｌ、Ｍ
２は、Ｍｌを一次側とするカレントミラーを構成してい
る。更に、ＭＯＳ）ランジスタＭ２のソースは、トラン
ジスタＱ７のコレクタに接続される。
１のソースに接続される。ＭＯＳトランジスタＭｌ、Ｍ
２は、Ｍｌを一次側とするカレントミラーを構成してい
る。更に、ＭＯＳ）ランジスタＭ２のソースは、トラン
ジスタＱ７のコレクタに接続される。
次に、第１図の本発明の一実施例の動作を説明する。今
、エミッタ結合形マルチバイブレータにおいて、トラン
ジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ２がオンの状態を考
えると、トランジスタＱ２のベースはＶｃｃ−Ｖａ
（Ｖｃｃは電源端子５に空前される電圧、Ｖａはクラン
プダイオードＤ１゜Ｄ２の順方向降下電圧、及びトラン
ジスタＱｌ。
、エミッタ結合形マルチバイブレータにおいて、トラン
ジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ２がオンの状態を考
えると、トランジスタＱ２のベースはＶｃｃ−Ｖａ
（Ｖｃｃは電源端子５に空前される電圧、Ｖａはクラン
プダイオードＤ１゜Ｄ２の順方向降下電圧、及びトラン
ジスタＱｌ。
Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４のベース・エミッタ電圧の総称）とな
り、更に、エミッタはＶａｃ−２Ｖａ となる。
り、更に、エミッタはＶａｃ−２Ｖａ となる。
一方、トランジスタＱ１のベースはＶｃｃ ２Ｖａと
なっている。この時、トランジスタＱ２にはトランジス
タＱ５．Ｑ６に流れる定電流の総和２Ｉ。
なっている。この時、トランジスタＱ２にはトランジス
タＱ５．Ｑ６に流れる定電流の総和２Ｉ。
（ＩｏはトランジスタＱ５．Ｑ６のコレクタ電流）が流
れる。この電流は、トランジスタＱ２のエミッタ電流で
トランジスタＱ６に流れ込む工０分と。
れる。この電流は、トランジスタＱ２のエミッタ電流で
トランジスタＱ６に流れ込む工０分と。
タイミング容量Ｃを介してトランジスタＱ５に流ゝ■込
む工０分に分岐される。よって、トランジスマー以下に
なると、このベースはＶｃｃ ２■ａなのでトランジ
スタＱ１はオンになる。すると、トランジスタ１２に代
わってトランジスタＱ１に２Ｉｏなる電流が流れ始め、
トランジスタＱ１のエミッタがＶＯＯ２Ｖ、Ｉとなると
共に、トランジスタＱ２をオフの状態にする。この時、
トランジスタＱ１のエミッタはＶｃｃ−３ＶａからＶｃ
ｃ−２ｖ＋と７６分上昇したため、このＶ−の上昇はタ
イミング容量Ｃを介してトランジスタＱ２にも伝達され
、そのエミッタをｖｃｃ−ｖｄにする。このような動作
を半サイクルとしてトランジスタＱ１とＱ２が交互にオ
ンして発振を繰返す。
む工０分に分岐される。よって、トランジスマー以下に
なると、このベースはＶｃｃ ２■ａなのでトランジ
スタＱ１はオンになる。すると、トランジスタ１２に代
わってトランジスタＱ１に２Ｉｏなる電流が流れ始め、
トランジスタＱ１のエミッタがＶＯＯ２Ｖ、Ｉとなると
共に、トランジスタＱ２をオフの状態にする。この時、
トランジスタＱ１のエミッタはＶｃｃ−３ＶａからＶｃ
ｃ−２ｖ＋と７６分上昇したため、このＶ−の上昇はタ
イミング容量Ｃを介してトランジスタＱ２にも伝達され
、そのエミッタをｖｃｃ−ｖｄにする。このような動作
を半サイクルとしてトランジスタＱ１とＱ２が交互にオ
ンして発振を繰返す。
この動作の各部の発振波形を第２図に示す。第２図にお
いて、（ａ）は第１の出力端子１．即ちトランジスタＱ
２のベースの波形、（ｂ）は第２の出力端子２．即ちト
ランジスタＱ１のベースの波形、（ｃ）はトランジスタ
Ｑ２のエミッタの波−７容量Ｃの両端の波形を表わして
いる。
いて、（ａ）は第１の出力端子１．即ちトランジスタＱ
２のベースの波形、（ｂ）は第２の出力端子２．即ちト
ランジスタＱ１のベースの波形、（ｃ）はトランジスタ
Ｑ２のエミッタの波−７容量Ｃの両端の波形を表わして
いる。
次に、エミッタ結合マルチバイブレータの発振周波数を
設定するための工０は、このマルチバイブレータの下側
に接続したダイオードＤ３の順方向降下電圧ｖｄＬから
ｍＶＴ発生回路１０で発生したｍＶＴなる電圧を差引い
た電圧を抵抗Ｒｏで割った値で設定する。このＩｏは、
ＭＯＳトランジスタＭｌ、Ｍ２からなるカレントミラー
を介してトランジスタＱ７に注入される。こうして、ｍ
ＶＴなる量を加えた後にＩｏを設定できるので、（４）
式は次のように表わされる。
設定するための工０は、このマルチバイブレータの下側
に接続したダイオードＤ３の順方向降下電圧ｖｄＬから
ｍＶＴ発生回路１０で発生したｍＶＴなる電圧を差引い
た電圧を抵抗Ｒｏで割った値で設定する。このＩｏは、
ＭＯＳトランジスタＭｌ、Ｍ２からなるカレントミラー
を介してトランジスタＱ７に注入される。こうして、ｍ
ＶＴなる量を加えた後にＩｏを設定できるので、（４）
式は次のように表わされる。
ただし、Ｖ ａｕ ＝ Ｖ ｄＬ
又、ｆｏの温度係数は、
Ｔ
となる。
めてキャンセルすることができる。なお、ｍ Ｖ ｔな
るキャンセル量はｍを可変して得る。このため。
るキャンセル量はｍを可変して得る。このため。
第３図に示すように温度の変化に対して発振周波数は（
ｂ）のようになり、温度安定性の高い電流制御発振器が
実現できる。なお、（ａ）は従来の温度特性である。
ｂ）のようになり、温度安定性の高い電流制御発振器が
実現できる。なお、（ａ）は従来の温度特性である。
又、抵抗Ｒｏを変えることによって所望の発振周波数を
得ることができる。このことは、（５）式からも分かる
。
得ることができる。このことは、（５）式からも分かる
。
（１］）
又、ＭＯＳトランジスタＲ（１，Ｍ２の代わりにＰＮＰ
バイポーラトランジスタも使用できる。
バイポーラトランジスタも使用できる。
又、ＭｏＳトランジスタＭｌ、Ｍ２からなるカレントミ
ラーやトランジスタＱ７．Ｑ５．Ｑ６からなるカレント
ミラーの電流比を１：ｎにすることにより、抵抗Ｒｏで
設定する電流を小さくできるので低消費電力にできる。
ラーやトランジスタＱ７．Ｑ５．Ｑ６からなるカレント
ミラーの電流比を１：ｎにすることにより、抵抗Ｒｏで
設定する電流を小さくできるので低消費電力にできる。
又、トランジスタＱ７．Ｑ５．Ｑ８のそれぞれのエミッ
タに抵抗を接続することにより、カレントミラーの電流
比ばらつきを低減できる。
タに抵抗を接続することにより、カレントミラーの電流
比ばらつきを低減できる。
次に、第１図のｍ Ｖ を発生回路１０の具体的な一実
施例を第４図に示す。第４図において、３及び４は第１
図と同じ符号を記し、ｍＶＴ発生回路１０の入力、出力
端子であり、５は第１図を同様に電源端子である。入力
端子３は、トランジスタＱｌｌのベースに接続される。
施例を第４図に示す。第４図において、３及び４は第１
図と同じ符号を記し、ｍＶＴ発生回路１０の入力、出力
端子であり、５は第１図を同様に電源端子である。入力
端子３は、トランジスタＱｌｌのベースに接続される。
トランジスタＱｌｌのコレクタは、ＭＯＳトランジスタ
Ｍ１２のゲート及び抵抗Ｒ１１の一端に接続される。ト
ランジスタＱｌｌのエミッタはトランジスタＱ１２のエ
ミッタと抵抗ＲＥの一端に接続される。
Ｍ１２のゲート及び抵抗Ｒ１１の一端に接続される。ト
ランジスタＱｌｌのエミッタはトランジスタＱ１２のエ
ミッタと抵抗ＲＥの一端に接続される。
トランジスタＱ１２のコレクタは、ＭｏＳトランジスタ
Ｍｌｌのゲートと抵抗Ｒ１２の一端に接続される。トラ
ンジスタＱ １．２のベースは、トランジスタＱ１４の
エミッタ、抵抗Ｒ１５の一端、及び出力端子４に接続さ
れる。トランジスタＱ１４のベースは、トランジスタＱ
１３のコレクタと抵抗Ｒ１４の一端に接続される。トラ
ンジスタＱ１３０ベースはダイオードＤｌｌのカソード
とダイオードＤ１２のアノードに接続される。ダイオー
ドＤｌｌのアノードは、抵抗Ｒ１３の一端に接続される
。抵抗Ｒ１３のもう一方の端は、ＭＯＳトランジスタＭ
１２のソースに接続される。
Ｍｌｌのゲートと抵抗Ｒ１２の一端に接続される。トラ
ンジスタＱ １．２のベースは、トランジスタＱ１４の
エミッタ、抵抗Ｒ１５の一端、及び出力端子４に接続さ
れる。トランジスタＱ１４のベースは、トランジスタＱ
１３のコレクタと抵抗Ｒ１４の一端に接続される。トラ
ンジスタＱ１３０ベースはダイオードＤｌｌのカソード
とダイオードＤ１２のアノードに接続される。ダイオー
ドＤｌｌのアノードは、抵抗Ｒ１３の一端に接続される
。抵抗Ｒ１３のもう一方の端は、ＭＯＳトランジスタＭ
１２のソースに接続される。
抵抗Ｒ］、 ４のもう一方の端は、ＭＯＳトランジスタ
Ｍｌｌのソースに接続される。電源端子５は抵抗Ｒ１，
１のもう一方の端、抵抗Ｒ１２のもう一方の端、トラン
ジスタＱ １．４のコレクタ、ＭＯＳトランジスタＭｌ
ｌのドレイン、及びＭＯＳトランジスタＭ１−２のドレ
インに接続される。又、抵抗ＲＥのもう一方の端、抵抗
Ｒ１５のもう一方の端。
Ｍｌｌのソースに接続される。電源端子５は抵抗Ｒ１，
１のもう一方の端、抵抗Ｒ１２のもう一方の端、トラン
ジスタＱ １．４のコレクタ、ＭＯＳトランジスタＭｌ
ｌのドレイン、及びＭＯＳトランジスタＭ１−２のドレ
インに接続される。又、抵抗ＲＥのもう一方の端、抵抗
Ｒ１５のもう一方の端。
トランジスタＱ１−３のエミッタ、及びダイオードＤ１
２のカソードは接地電位である。
２のカソードは接地電位である。
第４図の実施例の動作は、差動対のトランジスタＱｌｌ
、Ｑ１２のコレクタ電圧に差があると、この差電圧が零
になるように、ＭＯＳトランジスタＭ１１．Ｍ１２．抵
抗Ｒ１３，ダイオードＤｌｌ、Ｄ１２． トランジスタ
０１３．Ｑ１４゜抵抗１５からなる差動信号をシングル
エンド信号に変換する差動増幅器で一巡ループを構成し
て、トランジスタＱ１２のベース電圧を制御する。今、
トランジスタＱｌｌ、Ｑ１２のベース・エミッタ電圧を
それぞれＶＢＥＩ 、 Ｖｓｐｘ ｙ抵抗Ｒ１１゜Ｒ１
２に流れる電流をそれぞれＩｔ ｐ Ｉｚとすると、ト
ランジスタＱｌｌとＱ１２のベース、即ち入力及び出力
端子３．４間に差電圧ＶＢＥＩ −Ｖａａｚが発生する
。この差電圧は次式のように表わされる。
、Ｑ１２のコレクタ電圧に差があると、この差電圧が零
になるように、ＭＯＳトランジスタＭ１１．Ｍ１２．抵
抗Ｒ１３，ダイオードＤｌｌ、Ｄ１２． トランジスタ
０１３．Ｑ１４゜抵抗１５からなる差動信号をシングル
エンド信号に変換する差動増幅器で一巡ループを構成し
て、トランジスタＱ１２のベース電圧を制御する。今、
トランジスタＱｌｌ、Ｑ１２のベース・エミッタ電圧を
それぞれＶＢＥＩ 、 Ｖｓｐｘ ｙ抵抗Ｒ１１゜Ｒ１
２に流れる電流をそれぞれＩｔ ｐ Ｉｚとすると、ト
ランジスタＱｌｌとＱ１２のベース、即ち入力及び出力
端子３．４間に差電圧ＶＢＥＩ −Ｖａａｚが発生する
。この差電圧は次式のように表わされる。
工ま
ただし。
ＡＦ！；トランジスタのエミッタ面積
Ｉｓｏ；単位面積当りのコレクタ逆方向飽和電流従って
、ＶＴは２つのトランジスタの差電圧として得られ、ｍ
は電流比Ｉｚ／Ｉｔの自然対数をとった形として得られ
ることが分かる。なお、電流Ｉ工／Ｉｚの設定について
は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２をそれぞれＲｚ ＋ Ｒ２とする
と、エエＲｔ＝ＩｚＲｚの関係（トランジスタＱｌｌ、
Ｑ１２のコレクタ電圧が等しくなる条件）があるため、
抵抗比によって設定する。即ち、 である。
、ＶＴは２つのトランジスタの差電圧として得られ、ｍ
は電流比Ｉｚ／Ｉｔの自然対数をとった形として得られ
ることが分かる。なお、電流Ｉ工／Ｉｚの設定について
は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２をそれぞれＲｚ ＋ Ｒ２とする
と、エエＲｔ＝ＩｚＲｚの関係（トランジスタＱｌｌ、
Ｑ１２のコレクタ電圧が等しくなる条件）があるため、
抵抗比によって設定する。即ち、 である。
このようにして、ｍＶＴなる電圧を抵抗比を任意に発生
することができる。
することができる。
又、差動増幅器としては、第４図に示した他に通常使用
される差動増幅器でも限定されない。
される差動増幅器でも限定されない。
又ｌＭＯＳトランジスタＭｌｌ、Ｍ１２の代わりにＰＮ
Ｐトランジスタも使用できる。
Ｐトランジスタも使用できる。
本発明によれば、エミッタ結合マルチバイブレータのス
イッチング素子のｇ、による温度影響をｍ Ｖ ｒなる
電圧を発生してキャンセルすることにより、高安定な発
振周波数が得られる効果がある。
イッチング素子のｇ、による温度影響をｍ Ｖ ｒなる
電圧を発生してキャンセルすることにより、高安定な発
振周波数が得られる効果がある。
又、電流制御発振器は、抵抗による電流値設定により発
振周波数が得られるので、抵抗値を任意の値に設定する
ことにより、広範囲な発振周波数を安定に得ることがで
きる。
振周波数が得られるので、抵抗値を任意の値に設定する
ことにより、広範囲な発振周波数を安定に得ることがで
きる。
更に、電流制御発振器の構成は、直列段数が少ないので
低電圧電源で動作することができる。
低電圧電源で動作することができる。
第１図は本発明の電流制御発振器の一実施例を示す図、
第２図は第１図のエミッタ結合マルチバイブレータの動
作波形を示す図、第３図は温度と発振周波数の関係を示
す図、第４図は第１図のｍＶＴ発生回路の具体的な一実
施例を示す図である。 １．２・・・第１，２の発振周波数出力端子、３，４・
・・ｍ Ｖ Ｔ発生回路の入、出力端子、５・・・電源
電圧端子、Ｃ・・・タイミング容量、Ｑ１〜８・・・ト
ランジスタ、Ｄ１〜３・・・ダイオード、Ｒ１，２，Ｒ
ｏ ・・・抵抗、ｃｃｌ、２・・・定電流源、Ｍｌ、２
．・・・ＭＯＳトランジスタ、１０・・・ｍＶｒ発生回
路、２０・・・差動増幅器。
第２図は第１図のエミッタ結合マルチバイブレータの動
作波形を示す図、第３図は温度と発振周波数の関係を示
す図、第４図は第１図のｍＶＴ発生回路の具体的な一実
施例を示す図である。 １．２・・・第１，２の発振周波数出力端子、３，４・
・・ｍ Ｖ Ｔ発生回路の入、出力端子、５・・・電源
電圧端子、Ｃ・・・タイミング容量、Ｑ１〜８・・・ト
ランジスタ、Ｄ１〜３・・・ダイオード、Ｒ１，２，Ｒ
ｏ ・・・抵抗、ｃｃｌ、２・・・定電流源、Ｍｌ、２
．・・・ＭＯＳトランジスタ、１０・・・ｍＶｒ発生回
路、２０・・・差動増幅器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、電流により発振周波数が設定できるエミッタ結合形
マルチバイブレータと、該マルチバイブレータの発振周
波数設定に、前記マルチバイブレータの下側に設けた前
記マルチバイブレータのクランプダイオードと同じ電流
密度のダイオードと、該ダイオードの順方向降下電圧も
とに抵抗により、前記電流を設定する周波数設定回路を
備えた電流制御発生器において、前記ダイオードの後に
ｍＶ＿Ｔ発生回路を設け、該ダイオードの順方向降下電
圧からｍＶ＿Ｔなる電圧（ｍは比例定数、Ｖ＿ＴはＫＴ
／ｑでサーマル電圧）を差引いた電圧をもとに電流設定
するようにしたことを特徴とする電流制御発振器。 ２、特許請求の範囲第１項において、ｍＶ＿Ｔ発生回路
として、ｍＶ＿Ｔの発生に一対の負荷抵抗を有する差動
対を用い、該差動出力を差動増幅器を介して前記差動対
の一方の入力に負帰還になるような構成により、前記ダ
イオードの順方向降下電圧からｍＶ＿Ｔなる電圧を差引
いた電圧を得るようにしたことを特徴とする電流制御発
振器。 ３、特許請求の範囲第２項において、ｍＶ＿Ｔ発生回路
の差動増幅器として、差動信号をシングルエンド信号に
変換できる回路構成にしたことを特徴とする電流制御発
振器。 ４、特許請求の範囲第２項において、ｍＶ＿Ｔ発生回路
のｍは、前記差動対の一対の負荷抵抗の比、即ち電流比
を自然対数をとつた値として求めるようにしたことを特
徴とする電流制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13183886A JPS62289010A (ja) | 1986-06-09 | 1986-06-09 | 電流制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13183886A JPS62289010A (ja) | 1986-06-09 | 1986-06-09 | 電流制御発振器 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3240887A Division JP2550241B2 (ja) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | フローティング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62289010A true JPS62289010A (ja) | 1987-12-15 |
| JPH053932B2 JPH053932B2 (ja) | 1993-01-18 |
Family
ID=15067282
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13183886A Granted JPS62289010A (ja) | 1986-06-09 | 1986-06-09 | 電流制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62289010A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006270641A (ja) * | 2005-03-24 | 2006-10-05 | New Japan Radio Co Ltd | 発振回路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5523615A (en) * | 1978-08-07 | 1980-02-20 | Hitachi Ltd | Voltage control type multivibrator of emitter coupling |
-
1986
- 1986-06-09 JP JP13183886A patent/JPS62289010A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5523615A (en) * | 1978-08-07 | 1980-02-20 | Hitachi Ltd | Voltage control type multivibrator of emitter coupling |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006270641A (ja) * | 2005-03-24 | 2006-10-05 | New Japan Radio Co Ltd | 発振回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH053932B2 (ja) | 1993-01-18 |
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