JPS6231857B2 - - Google Patents
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- JPS6231857B2 JPS6231857B2 JP54145680A JP14568079A JPS6231857B2 JP S6231857 B2 JPS6231857 B2 JP S6231857B2 JP 54145680 A JP54145680 A JP 54145680A JP 14568079 A JP14568079 A JP 14568079A JP S6231857 B2 JPS6231857 B2 JP S6231857B2
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- intermodulation product
- variable capacitance
- bias
- circuit
- polarity
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
- H04N5/211—Ghost signal cancellation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はテレビ受像機におけるゴースト除去装
置等に使用される移相器に関する。
置等に使用される移相器に関する。
このようなゴースト除去装置として第１図に示
すようなものが提案されている。すなわち、第１
図において、アンテナ１，２は間隔ｄをもつて配
設される。このアンテナ１からの信号が位相補正
回路３（移相量φ１）を通じて、差合成回路４に
供給される。またアンテナ２からの信号が可変移
相器５（移相量φ２）を通じて差合成回路４に供
給される。
すようなものが提案されている。すなわち、第１
図において、アンテナ１，２は間隔ｄをもつて配
設される。このアンテナ１からの信号が位相補正
回路３（移相量φ１）を通じて、差合成回路４に
供給される。またアンテナ２からの信号が可変移
相器５（移相量φ２）を通じて差合成回路４に供
給される。
この装置において合成の指向性係数Ｄ(〓)は、
Ｄ(〓)＝ｆ(〓)sin｛ｋｄ／２sinθ−φ２−φ１／２
｝…… (1) 但しｋは伝播定数 ｆ(〓)は単位アンテナ指向性 で表わされる。従つて方向θにヌル点（受信感度
０の点）を作るためには、 ｋｄ／２sinθ−φ２−φ１／２＝ｎπ……(2) とすればよく、ｎ＝０としてφ２−φ１を±
kdの範囲で変化させれば任意の方向にヌル点を
作ることができる。さらに移相量の差（φ２−φ
１）が周波数Ｆに比例（φ２−φ１＝KF）すれ
ば、ｋ＝（＝２πＦ／Ｃ、Ｃは光速度）も周波数に比例 しているので、ヌル点θNは、 θN＝sin-1ＫＣ／２πｄ ……(3) となつて、ヌル点θNを受信周波数にかかわら
ず一定の方向にできる。
｝…… (1) 但しｋは伝播定数 ｆ(〓)は単位アンテナ指向性 で表わされる。従つて方向θにヌル点（受信感度
０の点）を作るためには、 ｋｄ／２sinθ−φ２−φ１／２＝ｎπ……(2) とすればよく、ｎ＝０としてφ２−φ１を±
kdの範囲で変化させれば任意の方向にヌル点を
作ることができる。さらに移相量の差（φ２−φ
１）が周波数Ｆに比例（φ２−φ１＝KF）すれ
ば、ｋ＝（＝２πＦ／Ｃ、Ｃは光速度）も周波数に比例 しているので、ヌル点θNは、 θN＝sin-1ＫＣ／２πｄ ……(3) となつて、ヌル点θNを受信周波数にかかわら
ず一定の方向にできる。
そしてこの場合に、移相量が周波数Ｆに比例す
る移相器５として、本願出願人は先に、ローパス
フイルタ形の移相器を多段縦続接続した次のよう
な回路を提案した。
る移相器５として、本願出願人は先に、ローパス
フイルタ形の移相器を多段縦続接続した次のよう
な回路を提案した。
すなわち第２図において、複数の可変容量ダイ
オード１１ａ，１１ｂ……１１ｎのアノードが共
通に接続されると共に、この接続点がコンデンサ
１２を通じて接地される。またダイオード１１ａ
〜１１ｎのカソード間にそれぞれ等しいインダク
タンス値Loを有するコイル１３ａ，１３ｂ……
１３n-1が順次接続される。さらに入力端子１４
がコンデンサ１５の一端に接続され、他端がＬｏ／２ のインダクタンス値を有するコイル１６ａを通じ
て始端のダイオード１１ａのカソードに接続され
る。また終端のダイオード１１ｎのカソードが
Ｌｏ／２のインダクタンス値を有するコイル１６ｂを 通じてコンデンサ１７の一端に接続され、他端が
出力端子１８に接続される。そして、コンデンサ
１５〜１７間の任意の接続点が抵抗器１９を通じ
て第１の直流バイアス端子２０に接続され、ダイ
オード１１ａ〜１１ｎのアノードの接続点が抵抗
器２１を通じて第２の直流バイアス端子２２に接
続される。
オード１１ａ，１１ｂ……１１ｎのアノードが共
通に接続されると共に、この接続点がコンデンサ
１２を通じて接地される。またダイオード１１ａ
〜１１ｎのカソード間にそれぞれ等しいインダク
タンス値Loを有するコイル１３ａ，１３ｂ……
１３n-1が順次接続される。さらに入力端子１４
がコンデンサ１５の一端に接続され、他端がＬｏ／２ のインダクタンス値を有するコイル１６ａを通じ
て始端のダイオード１１ａのカソードに接続され
る。また終端のダイオード１１ｎのカソードが
Ｌｏ／２のインダクタンス値を有するコイル１６ｂを 通じてコンデンサ１７の一端に接続され、他端が
出力端子１８に接続される。そして、コンデンサ
１５〜１７間の任意の接続点が抵抗器１９を通じ
て第１の直流バイアス端子２０に接続され、ダイ
オード１１ａ〜１１ｎのアノードの接続点が抵抗
器２１を通じて第２の直流バイアス端子２２に接
続される。
従つてこの回路において、例えば端子２０の電
圧を固定にし、端子２２の電圧を制御することに
より、ダイオード１１ａ〜１１ｎの容量値Coを
制御することができる。そしてこの移相器５にお
いて、移相量φは φ＝２πＦ√2 ……(4) 但しｎは段数 で表わされ、周波数Ｆに比例した移相量φを得
ることができる。
圧を固定にし、端子２２の電圧を制御することに
より、ダイオード１１ａ〜１１ｎの容量値Coを
制御することができる。そしてこの移相器５にお
いて、移相量φは φ＝２πＦ√2 ……(4) 但しｎは段数 で表わされ、周波数Ｆに比例した移相量φを得
ることができる。
ところがこの回路において、可変容量ダイオー
ド１１ａ〜１１ｎの制御バイアス電圧（Vg）―
容量（Co）特性は第３図に示すように非直線に
なつている。このため例えば90dBμ以上の電界
が印加されると、ビート障害が発生する。すなわ
ち第１チヤンネルの信号と第３チヤンネルの信号
とにより、第８チヤンネルに障害が発生してしま
う。
ド１１ａ〜１１ｎの制御バイアス電圧（Vg）―
容量（Co）特性は第３図に示すように非直線に
なつている。このため例えば90dBμ以上の電界
が印加されると、ビート障害が発生する。すなわ
ち第１チヤンネルの信号と第３チヤンネルの信号
とにより、第８チヤンネルに障害が発生してしま
う。
本発明はこのような点にかんがみ、簡単な構成
で、ビート障害の発生を防止するようにしたもの
である。以下図面を参照しながら、本発明の一実
施例について説明しよう。
で、ビート障害の発生を防止するようにしたもの
である。以下図面を参照しながら、本発明の一実
施例について説明しよう。
すなわち第４図において、ダイオード１１ａ〜
１１ｎの極性を交互に反転すると共に、各コール
ドエンド側を個別にコンデンサ１２ａ，１２ｂ…
…１２ｎを通じて接地する。さらに一つ置きのダ
イオード１１ａ，１１ｃ……１１n-1のアノード
とコンデンサ１２ａ，１２ｃ……１２n-1との接
続点が抵抗器２１ａ，２１ｃ，……２１n-1を通
じて互いに接続され、この接続点がバイアス端子
２２ａに接続される。またダイオード１１ｂ……
１１ｎのカソードとコンデンサ１２ｂ……１２ｎ
との接続点が抵抗器２１ｂ……２１ｎを通じて互
いに接続され、この接続点がバイアス端子２２ｂ
に接続される。他は第２図の回路と同様とする。
１１ｎの極性を交互に反転すると共に、各コール
ドエンド側を個別にコンデンサ１２ａ，１２ｂ…
…１２ｎを通じて接地する。さらに一つ置きのダ
イオード１１ａ，１１ｃ……１１n-1のアノード
とコンデンサ１２ａ，１２ｃ……１２n-1との接
続点が抵抗器２１ａ，２１ｃ，……２１n-1を通
じて互いに接続され、この接続点がバイアス端子
２２ａに接続される。またダイオード１１ｂ……
１１ｎのカソードとコンデンサ１２ｂ……１２ｎ
との接続点が抵抗器２１ｂ……２１ｎを通じて互
いに接続され、この接続点がバイアス端子２２ｂ
に接続される。他は第２図の回路と同様とする。
従つてこの回路において、端子２０の電圧を固
定にすると共に、この固定電圧を中心として相反
的に変化する２つの制御電圧をそれぞれ端子２２
ａ，２２ｂに供給することにより、ダイオード１
１ａ〜１１ｎの容量値Coは上述と同様に制御さ
れ、所望の移相量φを得ることができる。
定にすると共に、この固定電圧を中心として相反
的に変化する２つの制御電圧をそれぞれ端子２２
ａ，２２ｂに供給することにより、ダイオード１
１ａ〜１１ｎの容量値Coは上述と同様に制御さ
れ、所望の移相量φを得ることができる。
さらに本発明の回路が従来の回路に比べてビー
ト障害を低減させていることに関し、以下に詳細
に説明する。
ト障害を低減させていることに関し、以下に詳細
に説明する。
すなわち可変容量ダイオードの容量（Co）―
直流バイアス電圧（Vg）特性の近似式は、ほぼ
次式で表わされる。
直流バイアス電圧（Vg）特性の近似式は、ほぼ
次式で表わされる。
Co＝１／ａ＋ｂＶｇ＋ｃＶｇ２＋ｇＶｇ３（Ｆ）……
(5) 但し（2VVg13V） ａ＝3.6728×1010，ｂ＝1.7034×1010 ｃ＝−1.1924×109，ｄ＝8.0065×107 今、Vgなる直流電圧がバイアスされている可
変容量ダイオードに、信号（△ｅ）が印加された
時、容量（Co）は△Ｃだけ変動する。
(5) 但し（2VVg13V） ａ＝3.6728×1010，ｂ＝1.7034×1010 ｃ＝−1.1924×109，ｄ＝8.0065×107 今、Vgなる直流電圧がバイアスされている可
変容量ダイオードに、信号（△ｅ）が印加された
時、容量（Co）は△Ｃだけ変動する。
△Ｃ＝A1△ｅ＋A2（△ｅ）２＋A3（△ｅ）３＋
… An＝１／ｎ！・ｄｎ／ｄＶｎCo ……(6) この非直線性から大振幅の入力が印加されると
高調波成分が発生する。
… An＝１／ｎ！・ｄｎ／ｄＶｎCo ……(6) この非直線性から大振幅の入力が印加されると
高調波成分が発生する。
次に、この可変容量ダイオードを移相器に応用
した時、どの程度の高調波ひずみが発生するかを
考察する。
した時、どの程度の高調波ひずみが発生するかを
考察する。
第５図のように基本回路を２段縦続接続した回
路を考える。ここで負荷及び信号源抵抗は移相器
の特性インピーダンスで終端されているとする。
路を考える。ここで負荷及び信号源抵抗は移相器
の特性インピーダンスで終端されているとする。
但し、Z1＝ｊω（Ｌ−Ｍ）
（Ｍ／Ｌ＝−0.2）
Z2＝ｊ（ωＬ−１／ωＣｏ）
C0；DCバイアス値による可変容量ダイオード
の容量 である。
の容量 である。
これにｅなる信号源が与えられたとき、回路
１、回路２の可変容量ダイオードの端子間に印加
される電圧eg1，eg2は次式で与えられる。
１、回路２の可変容量ダイオードの端子間に印加
される電圧eg1，eg2は次式で与えられる。
eg1＝Ｋ〓〓ｅ ……(7)
eg2＝ｇ〓〓Ｋ〓〓ｅ ……(8)
Ｋ〓〓＝Ｚ２（２Ｚ１＋Ｚ／（Ｚ１＋Ｚｌ＋Ｚ２）（２Ｚ１＋Ｚ）＋Ｚ２（Ｚ１＋Ｚｌ，ｇ〓〓＝Ｚ／２Ｚ１＋Ｚ
，Ｚ〓＝Ｚ２（Ｚ１＋Ｚｌ）／Ｚ１＋Ｚｌ＋Ｚ２ そこで、この電圧eg1，eg2が可変容量ダイオー
ドに印加されることによつて、高調波ひずみが発
生するとして、第６図Ａのように、次式で与えら
れるi1，i2なる電流源を考える。
，Ｚ〓＝Ｚ２（Ｚ１＋Ｚｌ）／Ｚ１＋Ｚｌ＋Ｚ２ そこで、この電圧eg1，eg2が可変容量ダイオー
ドに印加されることによつて、高調波ひずみが発
生するとして、第６図Ａのように、次式で与えら
れるi1，i2なる電流源を考える。
i1＝（C0＋ΔＣ）ｄｅｇ１／ｄｔ＋eg1ｄΔＣ／ｄｔ
……(9) i2＝（C0＋ΔＣ）ｄｅｇ２／ｄｔ＋eg2ｄΔＣ／ｄｔ
……(10) さらに、基本波成分の振幅に対して高調波成分
の振幅は小さいので、着目している区間以外は基
本波成分のみによつて、高調波成分が発生すると
考えると、出力eoutは、第６図Ａの回路をＢ，Ｃ
のように分離してその出力e1outとe2outが加算さ
れたものと考えれられる。
……(9) i2＝（C0＋ΔＣ）ｄｅｇ２／ｄｔ＋eg2ｄΔＣ／ｄｔ
……(10) さらに、基本波成分の振幅に対して高調波成分
の振幅は小さいので、着目している区間以外は基
本波成分のみによつて、高調波成分が発生すると
考えると、出力eoutは、第６図Ａの回路をＢ，Ｃ
のように分離してその出力e1outとe2outが加算さ
れたものと考えれられる。
ｅ1put＝Ｒ〓｛（Co＋ΔＣ）ｄｅｇ１／ｄｔ＋eg1ｄΔ
Ｃ／ｄｔ｝…… (11) ｅ2put＝ｒ〓｛（C0＋ΔＣ）ｄｅｇ２／ｄｔ＋eg2ｄΔ
Ｃ／ｄｔ｝…… (12) ここで Ｒ〓＝Ｚ２Ｚｌ／Ｚ１＋Ｚ２＋Ｚｌ・Ｚ１＋Ｚｌ／３Ｚ１＋Ｚ＋Ｚｌ，ｒ〓＝Ｚｌ（２Ｚ１＋Ｚ）／３Ｚ１＋
Ｚｌ＋Ｚ したがつて、eoutは eout＝e1out＋e2out＝（C0＋ΔＣ）（Ｒ〓ｄｅｇ１／ｄｔ＋ｒ〓ｄｅｇ２／ｄｔ）＋（Ｒ〓eg1＋ｒ〓eg2）ｄΔＣ
／ｄｔ……(13) で求められる。
Ｃ／ｄｔ｝…… (11) ｅ2put＝ｒ〓｛（C0＋ΔＣ）ｄｅｇ２／ｄｔ＋eg2ｄΔ
Ｃ／ｄｔ｝…… (12) ここで Ｒ〓＝Ｚ２Ｚｌ／Ｚ１＋Ｚ２＋Ｚｌ・Ｚ１＋Ｚｌ／３Ｚ１＋Ｚ＋Ｚｌ，ｒ〓＝Ｚｌ（２Ｚ１＋Ｚ）／３Ｚ１＋
Ｚｌ＋Ｚ したがつて、eoutは eout＝e1out＋e2out＝（C0＋ΔＣ）（Ｒ〓ｄｅｇ１／ｄｔ＋ｒ〓ｄｅｇ２／ｄｔ）＋（Ｒ〓eg1＋ｒ〓eg2）ｄΔＣ
／ｄｔ……(13) で求められる。
以上の検討から、この非直線路に異なつた周波
数の２つの正弦波を同時に加えた場合を考える。
数の２つの正弦波を同時に加えた場合を考える。
ｅ＝E1cosω1t＋E2cosω2t ……(14)
これを、(7)式，(8)式に代入すると、可変容量ダ
イオード端子間電圧は、 eg1＝Ｋ〓〓1E1cosω1t＋Ｋ〓〓2E2cosω2t ……(15) eg2＝ｇ〓〓1Ｋ〓〓1E1cosω1t ＋ｇ〓〓2Ｋ〓〓2E2cosω2t ……(16) となり、さらに(9)式、(10)式に代入すると電流源
i1，i2が求まる。
イオード端子間電圧は、 eg1＝Ｋ〓〓1E1cosω1t＋Ｋ〓〓2E2cosω2t ……(15) eg2＝ｇ〓〓1Ｋ〓〓1E1cosω1t ＋ｇ〓〓2Ｋ〓〓2E2cosω2t ……(16) となり、さらに(9)式、(10)式に代入すると電流源
i1，i2が求まる。
i1＝（C0＋A1eg1＋A2e２ ｇ１）ｄｅｇ１／ｄｔ
＋A1eg1ｄｅｇ１／ｄｔ＋A2eg1ｄｅ〓／ｄｔ……(1
7) i2＝（C0＋A1eg2＋A2e２ ｇ２）ｄｅｇ２／ｄｔ ＋A1eg2ｄｅｇ２／ｄｔ＋A2eg2ｄｅ〓２／ｄｔ……
(18) 但し、△Ｃは３次以後省略 これを展開し、ω１，ω１＋ω２成分のみ考慮
し、(11)式，(12)式に代入すると、e1out，e2outは e1out＝Ｒ〓〓1Ｂ〓〓1sinω1t ＋Ｒ〓〓1+〓2Ｂ〓〓1+〓2sin（ω１＋ω２）ｔ
……(19) e2out＝ｒ〓〓1ｂ〓〓1sinω1t ＋ｒ〓〓1+〓2ｂ〓〓1+〓2sin（ω１＋ω２）ｔ
……(20) となる、ここで である。
7) i2＝（C0＋A1eg2＋A2e２ ｇ２）ｄｅｇ２／ｄｔ ＋A1eg2ｄｅｇ２／ｄｔ＋A2eg2ｄｅ〓２／ｄｔ……
(18) 但し、△Ｃは３次以後省略 これを展開し、ω１，ω１＋ω２成分のみ考慮
し、(11)式，(12)式に代入すると、e1out，e2outは e1out＝Ｒ〓〓1Ｂ〓〓1sinω1t ＋Ｒ〓〓1+〓2Ｂ〓〓1+〓2sin（ω１＋ω２）ｔ
……(19) e2out＝ｒ〓〓1ｂ〓〓1sinω1t ＋ｒ〓〓1+〓2ｂ〓〓1+〓2sin（ω１＋ω２）ｔ
……(20) となる、ここで である。
したがつて、総合出力eoutは
eout＝e1out＋e2out
＝（Ｒ〓〓1Ｂ〓〓1＋ｒ〓〓1ｂ〓〓1）sinωｔ
＋（Ｒ〓〓1+〓2Ｂ〓〓1+〓2
＋ｒ〓〓1+〓2ｂ〓〓1+〓2）sin（ω１＋ω２）ｔ
……(22) となる。
……(22) となる。
これより、相互変調積は、
相互変調積＝20log
｜Ｒ〓１＋〓２Ｂ〓１＋〓２＋ｒ〓１＋〓２ｂ〓１＋〓
２｜／｜Ｒ〓１Ｂ〓１＋ｒ〓１ｂ〓１｜……(23) で与えられる。
２｜／｜Ｒ〓１Ｂ〓１＋ｒ〓１ｂ〓１｜……(23) で与えられる。
次に交互に可変容量ダイオードの極性を反転さ
せた場合について考察する。
せた場合について考察する。
可変容量ダイオードの直流バイアスの極性を反
転させた時の△Ｃは、(6)式より △Ｃ＝A1′△ｅ＋A2′（△ｅ）２＋A3′（△ｅ）３ ＋……Ａo′＝１／ｎ！・ｄｎ／ｄＶｎＣ(-Vg)……(2
4) 但し、ダツシユは極性を反転させた場合を示
す。
転させた時の△Ｃは、(6)式より △Ｃ＝A1′△ｅ＋A2′（△ｅ）２＋A3′（△ｅ）３ ＋……Ａo′＝１／ｎ！・ｄｎ／ｄＶｎＣ(-Vg)……(2
4) 但し、ダツシユは極性を反転させた場合を示
す。
で与えられ、順方向バイアス時との関係は
An＝（−１）nAn′ ……(25)
となる。
したがつて、上式の関係を用いれば、交互に直
流バイアスの極性を反転させた場合についても、
同様に求めることができる。すなわち第７図のよ
うに、後段の可変容量ダイオードの極性を反転さ
せた場合、（25）式において、 A1＝−A1′ ……(26) A2＝A2′ の関係にあるから、（21）式において ｂ〓〓1＝ｂ〓〓1′ ｂ〓〓1＋ω２＝−ｂ〓〓1′＋ω２……(27) となり、結局、直流バイアスの極性を反転させた
時の相互変調積は 相互変調積＝20log｜Ｒ〓１′＋〓２Ｂ〓１′＋〓２＋ｒ〓１′＋〓２ｂ〓１′＋〓２｜／｜Ｒ〓１′Ｂ〓
１′＋ｒ〓１′＋ｂ〓１′｜ ＝20log｜Ｒ〓１＋〓２Ｂ〓１＋〓２−ｒ〓１＋〓２ｂ〓１＋〓２｜／｜Ｒ〓１Ｂ〓１＋ｒ〓１ｂ〓１｜
……(28) で表わされる。
流バイアスの極性を反転させた場合についても、
同様に求めることができる。すなわち第７図のよ
うに、後段の可変容量ダイオードの極性を反転さ
せた場合、（25）式において、 A1＝−A1′ ……(26) A2＝A2′ の関係にあるから、（21）式において ｂ〓〓1＝ｂ〓〓1′ ｂ〓〓1＋ω２＝−ｂ〓〓1′＋ω２……(27) となり、結局、直流バイアスの極性を反転させた
時の相互変調積は 相互変調積＝20log｜Ｒ〓１′＋〓２Ｂ〓１′＋〓２＋ｒ〓１′＋〓２ｂ〓１′＋〓２｜／｜Ｒ〓１′Ｂ〓
１′＋ｒ〓１′＋ｂ〓１′｜ ＝20log｜Ｒ〓１＋〓２Ｂ〓１＋〓２−ｒ〓１＋〓２ｂ〓１＋〓２｜／｜Ｒ〓１Ｂ〓１＋ｒ〓１ｂ〓１｜
……(28) で表わされる。
以上の理論解析より、可変容量ダイオードの直
流バイアスの極性をすべて順方向にした場合
（（23）式）と交互に反転させた場合（（28）式）
の相互変調積が求められた。
流バイアスの極性をすべて順方向にした場合
（（23）式）と交互に反転させた場合（（28）式）
の相互変調積が求められた。
ここでこれらの（23）式と（28）式を比較する
と、極性を反転させた場合、ω１の項（分母）は
和の形で変わらないがω１＋ω２の項（分子）は
差の形で表わされている。したがつて、 Ｒ〓〓1+〓2Ｂ〓〓1+〓2＝ｒ〓〓1+〓2ｂ〓〓1+〓2 であれば、相互変調積は消去できる。
と、極性を反転させた場合、ω１の項（分母）は
和の形で変わらないがω１＋ω２の項（分子）は
差の形で表わされている。したがつて、 Ｒ〓〓1+〓2Ｂ〓〓1+〓2＝ｒ〓〓1+〓2ｂ〓〓1+〓2 であれば、相互変調積は消去できる。
以下さらにバイアス値が最悪値のときを想定し
て具体的に数値計算をする。
て具体的に数値計算をする。
すなわち、f1＝91.25MHz，f2＝103.25MHz，E1
＝E2＝45×10-3V（90dBμ），Ｌ＝25nH，Ｍ＝
5nH，Vg＝＋3V（Co＝12.6pF）の定数で、どの
程度相互変調積が改善されるか計算すると、 直流バイアスの極性をすべて順方向にしたと
き（23）式より 相互変調積＝−50.97dB 交互に極性を変えたとき（28）式より 相互変調積＝−73.89dB となり、これより、相互変調積の改善度は 改善度＝−20.06dB となる。
＝E2＝45×10-3V（90dBμ），Ｌ＝25nH，Ｍ＝
5nH，Vg＝＋3V（Co＝12.6pF）の定数で、どの
程度相互変調積が改善されるか計算すると、 直流バイアスの極性をすべて順方向にしたと
き（23）式より 相互変調積＝−50.97dB 交互に極性を変えたとき（28）式より 相互変調積＝−73.89dB となり、これより、相互変調積の改善度は 改善度＝−20.06dB となる。
さらに、基本回路を10段縦続接続した場合を考
えると、ｎ段縦続接続したときの相互変調積は、
近似的に ｎ段の相互変調積＝20log｛（１＋１段の相互変
調積）n−１｝ で求められる。そこでこの場合に２段を１組とし
て求めているのでｎ＝５として、相互変調積を求
めると、 直流バイアスの極性をすべて順方向にしたと
き、 相互変調積＝−30.96dB 交互に極性を変えたとき、 相互変調積＝−51.09dB となる。
えると、ｎ段縦続接続したときの相互変調積は、
近似的に ｎ段の相互変調積＝20log｛（１＋１段の相互変
調積）n−１｝ で求められる。そこでこの場合に２段を１組とし
て求めているのでｎ＝５として、相互変調積を求
めると、 直流バイアスの極性をすべて順方向にしたと
き、 相互変調積＝−30.96dB 交互に極性を変えたとき、 相互変調積＝−51.09dB となる。
したがつて、通常、相互変調積は−50dB以上
とれていれば、画面上、ほとんど気にならないの
で、高調波ひずみ対策として本発明が十分有効で
あることがわかる。
とれていれば、画面上、ほとんど気にならないの
で、高調波ひずみ対策として本発明が十分有効で
あることがわかる。
なお、本発明は、実験的にも効果があることが
確認されている。
確認されている。
こうして信号の移相が行われるわけであるが、
本発明によれば、相互変調積が−50dB以下にな
るので、高調波ひずみによる障害がほとんど発生
せず、良好な移相をを行うことができる。
本発明によれば、相互変調積が−50dB以下にな
るので、高調波ひずみによる障害がほとんど発生
せず、良好な移相をを行うことができる。
さらに本発明によれば、入出力端子１４，１
８、コイル１３，１６等の構成が従来と全く同じ
なので、これらをプリント回路化していた場合
に、従来の回路をそのまま使用できる。
８、コイル１３，１６等の構成が従来と全く同じ
なので、これらをプリント回路化していた場合
に、従来の回路をそのまま使用できる。
第１図は妨害波除去装置の一例の構成図、第２
図はローパスフイルタ形の移相器の一例の接続
図、第３図はその説明のための図、第４図は本発
明の一例の構成図、第５図〜第７図はその説明の
ための図である。 １１は可変容量素子、１２はコンデンサ、１
３，１６はコイル、２０，２１はバイアス端子で
ある。
図はローパスフイルタ形の移相器の一例の接続
図、第３図はその説明のための図、第４図は本発
明の一例の構成図、第５図〜第７図はその説明の
ための図である。 １１は可変容量素子、１２はコンデンサ、１
３，１６はコイル、２０，２１はバイアス端子で
ある。
Claims (1)
- １ ローパスフイルタ形の移相器を多段縦続接続
し、上記ローパスフイルタ形の移相器の容量成分
を可変容量ダイオードで構成すると共に、この可
変容量ダイオードの極性を各段ごとに交互に反転
させたことを特徴とする移相器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14568079A JPS5669915A (en) | 1979-11-09 | 1979-11-09 | Phase shifter |
| US06/204,551 US4395778A (en) | 1979-11-09 | 1980-11-06 | Undesired signal canceller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14568079A JPS5669915A (en) | 1979-11-09 | 1979-11-09 | Phase shifter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5669915A JPS5669915A (en) | 1981-06-11 |
| JPS6231857B2 true JPS6231857B2 (ja) | 1987-07-10 |
Family
ID=15390597
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14568079A Granted JPS5669915A (en) | 1979-11-09 | 1979-11-09 | Phase shifter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5669915A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01189838A (ja) * | 1988-01-25 | 1989-07-31 | Nissin Electric Co Ltd | イオン源 |
| JPH02502594A (ja) * | 1987-03-18 | 1990-08-16 | エクスナー，ハンス | 高周波イオン源 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4604591A (en) * | 1983-09-29 | 1986-08-05 | Hazeltine Corporation | Automatically adjustable delay circuit having adjustable diode mesa microstrip delay line |
| JP3944606B2 (ja) * | 2005-01-31 | 2007-07-11 | オプテックス株式会社 | フェーズドアレーアンテナ装置 |
| JP5799897B2 (ja) * | 2012-06-12 | 2015-10-28 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 通信装置および整合回路の印加電圧調整方法 |
-
1979
- 1979-11-09 JP JP14568079A patent/JPS5669915A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02502594A (ja) * | 1987-03-18 | 1990-08-16 | エクスナー，ハンス | 高周波イオン源 |
| JPH01189838A (ja) * | 1988-01-25 | 1989-07-31 | Nissin Electric Co Ltd | イオン源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5669915A (en) | 1981-06-11 |
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