JPS6238950B2 - - Google Patents
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- JPS6238950B2 JPS6238950B2 JP55082165A JP8216580A JPS6238950B2 JP S6238950 B2 JPS6238950 B2 JP S6238950B2 JP 55082165 A JP55082165 A JP 55082165A JP 8216580 A JP8216580 A JP 8216580A JP S6238950 B2 JPS6238950 B2 JP S6238950B2
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- JP
- Japan
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- output voltage
- excitation
- transistor
- switching
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- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 17
- 230000005279 excitation period Effects 0.000 claims 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 16
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
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- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、スイツチングレギユレータの減電
圧特性および電源スイツチ・オン時の出力電圧の
立ち上がり特性の改善に関するものである。
圧特性および電源スイツチ・オン時の出力電圧の
立ち上がり特性の改善に関するものである。
第１図に従来回路の降圧形スイツチングレギユ
レータを示す。
レータを示す。
同図において、端子１は、例えば交流入力電圧
を整流、平滑して得られた非安定化直流電圧を印
加する端子で、ここに印加された電圧は、スイツ
チングトランジスタ２の導通期間を後述の制御回
路により制御することで、端子４に安定化された
出力電圧として取り出すことが出来る。上記した
スイツチングトランジスタ２の導通期間制御は、
出力電圧を抵抗９，１０で分割し、この分割され
た電圧と、安定な電源１６、抵抗１７およびツエ
ナーダイオード１９で得られる基準電圧とを、誤
差検出トランジスタ１８で比較し、得られた基準
電圧との誤差分を打ち消すように電圧―パルス幅
変換回路１４を制御し、スイツチングトランジス
タ２を励振する励振トランジスタ１３のオン・オ
フ期間比率を変換回路１４の出力で制御すること
で行なわれる。この動作は、例えば、非安定化直
流電圧が上昇（下降）したときは、スイツチング
トランジスタ２の導通期間が短く（長く）なるよ
うに変換回路１４の出力パルス幅を制御するもの
である。
を整流、平滑して得られた非安定化直流電圧を印
加する端子で、ここに印加された電圧は、スイツ
チングトランジスタ２の導通期間を後述の制御回
路により制御することで、端子４に安定化された
出力電圧として取り出すことが出来る。上記した
スイツチングトランジスタ２の導通期間制御は、
出力電圧を抵抗９，１０で分割し、この分割され
た電圧と、安定な電源１６、抵抗１７およびツエ
ナーダイオード１９で得られる基準電圧とを、誤
差検出トランジスタ１８で比較し、得られた基準
電圧との誤差分を打ち消すように電圧―パルス幅
変換回路１４を制御し、スイツチングトランジス
タ２を励振する励振トランジスタ１３のオン・オ
フ期間比率を変換回路１４の出力で制御すること
で行なわれる。この動作は、例えば、非安定化直
流電圧が上昇（下降）したときは、スイツチング
トランジスタ２の導通期間が短く（長く）なるよ
うに変換回路１４の出力パルス幅を制御するもの
である。
なお第１図において３はチヨークコイル、５は
起動回路、６はコンデンサ、７は抵抗、８は励振
トランス、１１は平滑用コンデンサ、１２はフラ
イホイールダイオード、１５はスイツチングの周
期を決めるパルス波形を印加する端子である。
起動回路、６はコンデンサ、７は抵抗、８は励振
トランス、１１は平滑用コンデンサ、１２はフラ
イホイールダイオード、１５はスイツチングの周
期を決めるパルス波形を印加する端子である。
ところで以上述べた制御は、非安定化直流電圧
が出力電圧よりも高い場合にのみ成立するもの
で、交流入力電圧が変動して、非安定化直流電圧
が制御範囲以下に低下すると、誤差検出トランジ
スタ１８のベース電圧がエミツタ電圧（ツエナー
ダイオード１９のカソード電圧）よりも低下して
しまい、誤差検出トランジスタ１８がカツトオフ
して、誤差検出器の働きを行なわなくなる。この
結果スイツチングトランジスタ２の導通期間は、
出力電圧の変動に正しく追随しなくなり、出力電
圧のリツプルが増加する。出力電圧のリツプル
は、非安定化直流電圧の低下につれて第５図の２
９に示す様に増加し、このスイツチングレギユレ
ータをカラーテレビ受信機の電源として採用した
場合は交流入力電圧が低下すると、このリツプル
により画面が大きくゆれるという欠点をもつ。
が出力電圧よりも高い場合にのみ成立するもの
で、交流入力電圧が変動して、非安定化直流電圧
が制御範囲以下に低下すると、誤差検出トランジ
スタ１８のベース電圧がエミツタ電圧（ツエナー
ダイオード１９のカソード電圧）よりも低下して
しまい、誤差検出トランジスタ１８がカツトオフ
して、誤差検出器の働きを行なわなくなる。この
結果スイツチングトランジスタ２の導通期間は、
出力電圧の変動に正しく追随しなくなり、出力電
圧のリツプルが増加する。出力電圧のリツプル
は、非安定化直流電圧の低下につれて第５図の２
９に示す様に増加し、このスイツチングレギユレ
ータをカラーテレビ受信機の電源として採用した
場合は交流入力電圧が低下すると、このリツプル
により画面が大きくゆれるという欠点をもつ。
かかる欠点を改善した従来のスイツチングレギ
ユレータの回路を第２図に示す。
ユレータの回路を第２図に示す。
同図において、抵抗２０，２１は、端子１とア
ース間に接続されており、両抵抗の接続点から
は、抵抗１７を介してツエナーダイオード１９に
接続されている。またコンデンサ２２は、抵抗２
０，２１で分割して得られる電圧を平滑するため
につけてある。第１図との相違点は、基準電圧を
得る手段にあり、第１図では、ある安定な電源１
６を用いて基準電圧を得るものであり、第２図で
は、非安定化直流電圧を分割した電圧を利用して
基準電圧を得るものである。したがつて第２図の
場合には、非安定化直流電圧が低下し抵抗２０，
２１による分割点電圧がツエナーダイオード１９
のカソード電圧よりも低くなつても、ツエナーダ
イオードがカツトオフするのみであり、トランジ
スタ１８のエミツタに印加される基準電圧は、非
安定直流電圧が低下するにつれて低下することに
なる。したがつて、第２図の回路においては、非
安定化直流電圧が低下し、制御範囲以下に低下し
ても、前述のように基準電圧が低下するために、
第１図で説明したように誤差検出トランジスタ１
８がカツトオフするようなことはない。従つて非
安定化直流電圧が低下しても、リツプルが大幅に
増加するという欠点はなくなる。
ース間に接続されており、両抵抗の接続点から
は、抵抗１７を介してツエナーダイオード１９に
接続されている。またコンデンサ２２は、抵抗２
０，２１で分割して得られる電圧を平滑するため
につけてある。第１図との相違点は、基準電圧を
得る手段にあり、第１図では、ある安定な電源１
６を用いて基準電圧を得るものであり、第２図で
は、非安定化直流電圧を分割した電圧を利用して
基準電圧を得るものである。したがつて第２図の
場合には、非安定化直流電圧が低下し抵抗２０，
２１による分割点電圧がツエナーダイオード１９
のカソード電圧よりも低くなつても、ツエナーダ
イオードがカツトオフするのみであり、トランジ
スタ１８のエミツタに印加される基準電圧は、非
安定直流電圧が低下するにつれて低下することに
なる。したがつて、第２図の回路においては、非
安定化直流電圧が低下し、制御範囲以下に低下し
ても、前述のように基準電圧が低下するために、
第１図で説明したように誤差検出トランジスタ１
８がカツトオフするようなことはない。従つて非
安定化直流電圧が低下しても、リツプルが大幅に
増加するという欠点はなくなる。
しかしながら、この回路には、次に述べる欠点
がある。それはツエナーダイオード１９に印加す
る電圧を非安定化直流電圧から得ているために、
たとえ非安定化直流電圧値が制御範囲内にあつて
も、その変動が１部抵抗２０，１７を介してツエ
ナーダイオード１９に伝達され、その結果基準電
圧が若干変動し、基準電圧の安定度が第１図の場
合に比べて悪くなる。従つて交流入力電圧変動に
よる出力電圧の制御特性は、第３図の２３に示す
ように、ある値に設定された出力電圧値（２４の
矢印で示す）からの変動幅が大きくなることであ
る。
がある。それはツエナーダイオード１９に印加す
る電圧を非安定化直流電圧から得ているために、
たとえ非安定化直流電圧値が制御範囲内にあつて
も、その変動が１部抵抗２０，１７を介してツエ
ナーダイオード１９に伝達され、その結果基準電
圧が若干変動し、基準電圧の安定度が第１図の場
合に比べて悪くなる。従つて交流入力電圧変動に
よる出力電圧の制御特性は、第３図の２３に示す
ように、ある値に設定された出力電圧値（２４の
矢印で示す）からの変動幅が大きくなることであ
る。
また、一般にスイツチングレギユレータは電源
電圧の立ち上がりが速いために、スイツチングレ
ギユレータをカラーテレビ受信機の電源用に採用
する場合には、カラーテレビ受信機の高圧電源の
立ち上がりが速くなり、安全上好ましくないとい
う問題もある。
電圧の立ち上がりが速いために、スイツチングレ
ギユレータをカラーテレビ受信機の電源用に採用
する場合には、カラーテレビ受信機の高圧電源の
立ち上がりが速くなり、安全上好ましくないとい
う問題もある。
この発明は、上述のような従来の技術的事情に
かんがみなされたものであり、従つてこの発明の
目的は、上記した従来技術の欠点をなくし、減電
圧特性と電源電圧の立ち上がり特性を改善したス
イツチングレギユレータを提供することにある。
かんがみなされたものであり、従つてこの発明の
目的は、上記した従来技術の欠点をなくし、減電
圧特性と電源電圧の立ち上がり特性を改善したス
イツチングレギユレータを提供することにある。
上記目的を達成するために、この発明において
は、第１図に示すスイツチングレギユレータにお
いて、出力電圧端子と制御回路の励振トランジス
タのベースとの間に、コイル、コンデンサおよび
抵抗からなる直列回路を接続している。
は、第１図に示すスイツチングレギユレータにお
いて、出力電圧端子と制御回路の励振トランジス
タのベースとの間に、コイル、コンデンサおよび
抵抗からなる直列回路を接続している。
次に図を参照してこの発明の一実施例を説明す
る。
る。
第４図は、この発明の一実施例を示す回路図で
ある。同図において、コンデンサ２６、抵抗２７
およびコイル２８がこの発明に関する直列回路で
ある。その他、第１図におけるのと同一番号を付
したものは第１図におけるのと同様な動作を行な
う。この発明において、コンデンサ２６、抵抗２
７およびコイル２８から成る直列回路は、一端が
出力電圧端子４に接続され、他端が励振トランジ
スタ１３のベースに接続される。ここで、コンデ
ンサ２６は、出力電圧端子４の電圧変動を励振ト
ランジスタ１３のベースに伝達するためのもので
あり、コイル２８はコンデンサ２６と直列に接続
して出力電圧端子４に生じる高周波成分（例えば
水平リツプル）のノイズを除去するためにある。
また、抵抗２７はコンデンサ２６とコイル２８と
で生じる直列共振をダンプするためにある。
ある。同図において、コンデンサ２６、抵抗２７
およびコイル２８がこの発明に関する直列回路で
ある。その他、第１図におけるのと同一番号を付
したものは第１図におけるのと同様な動作を行な
う。この発明において、コンデンサ２６、抵抗２
７およびコイル２８から成る直列回路は、一端が
出力電圧端子４に接続され、他端が励振トランジ
スタ１３のベースに接続される。ここで、コンデ
ンサ２６は、出力電圧端子４の電圧変動を励振ト
ランジスタ１３のベースに伝達するためのもので
あり、コイル２８はコンデンサ２６と直列に接続
して出力電圧端子４に生じる高周波成分（例えば
水平リツプル）のノイズを除去するためにある。
また、抵抗２７はコンデンサ２６とコイル２８と
で生じる直列共振をダンプするためにある。
励振トランジスタ１３とスイツチングトランジ
スタ２の関係が逆位相（励振トランジスタ１３が
オンのときはスイツチングトランジスタ２がオ
フ）の関係にある場合、出力電圧が上昇すると、
出力電圧の変動分は前述の直列回路を介して励振
トランジスタ１３のベースに伝達され、したがつ
て、励振トランジスタ１３の導通期間は増加する
が、励振トランジスタ１３とスイツチングトラン
ジスタ２は逆位相関係にあるため、スイツチング
トランジスタ２の導通期間は減少し、出力電圧は
低下する。出力電圧が低下すると、今度は励振ト
ランジスタ１３のベース電圧は下がり、励振トラ
ンジスタ１３の導通期間は減少し、スイツチング
トランジスタ２の導通期間が増加し、出力電圧は
上昇する。したがつて、出力電圧のリツプルは前
述の直列回路を介して励振トランジスタ１３のベ
ースに帰還されることになる。今、仮りに端子１
に加えられる非安定化直流電源電圧がある値に設
定された出力電圧よりも低下した場合を考える。
このとき、第１図のように直列回路がない場合
は、従来例の説明で述べたように、第５図２９に
示した如く非安定化直流電圧（交流入力電圧）が
低下するにつれて出力電圧のリツプルは増加す
る。しかし、この発明のように直列回路がある場
合は、非安定化直流電圧が低下するにつれて誤差
検出トランジスタ１８がカツトオフすると、出力
電圧のリツプルは増加するが、このリツプル電圧
は直列回路を介して励振トランジスタ１３のベー
スに帰還され、スイツチングトランジスタ２の導
通期間を制御して出力電圧のリツプル増加を押え
る。その結果、第５図３０に示すように、非安定
化直流電圧が低下しても、出力電圧のリツプル増
加はかなり軽減出来る。また、基準電圧は安定化
された電源１６から抵抗１７を介してツエナーダ
イオード１９に電圧を供給する方法により得てい
るために、交流入力電圧変動による出力電圧の制
御特性は、第３図の２５で示すように、ある値に
設定された出力電圧値（２４の矢印で示す）から
殆んど変動せず良好な特性が得られる。
スタ２の関係が逆位相（励振トランジスタ１３が
オンのときはスイツチングトランジスタ２がオ
フ）の関係にある場合、出力電圧が上昇すると、
出力電圧の変動分は前述の直列回路を介して励振
トランジスタ１３のベースに伝達され、したがつ
て、励振トランジスタ１３の導通期間は増加する
が、励振トランジスタ１３とスイツチングトラン
ジスタ２は逆位相関係にあるため、スイツチング
トランジスタ２の導通期間は減少し、出力電圧は
低下する。出力電圧が低下すると、今度は励振ト
ランジスタ１３のベース電圧は下がり、励振トラ
ンジスタ１３の導通期間は減少し、スイツチング
トランジスタ２の導通期間が増加し、出力電圧は
上昇する。したがつて、出力電圧のリツプルは前
述の直列回路を介して励振トランジスタ１３のベ
ースに帰還されることになる。今、仮りに端子１
に加えられる非安定化直流電源電圧がある値に設
定された出力電圧よりも低下した場合を考える。
このとき、第１図のように直列回路がない場合
は、従来例の説明で述べたように、第５図２９に
示した如く非安定化直流電圧（交流入力電圧）が
低下するにつれて出力電圧のリツプルは増加す
る。しかし、この発明のように直列回路がある場
合は、非安定化直流電圧が低下するにつれて誤差
検出トランジスタ１８がカツトオフすると、出力
電圧のリツプルは増加するが、このリツプル電圧
は直列回路を介して励振トランジスタ１３のベー
スに帰還され、スイツチングトランジスタ２の導
通期間を制御して出力電圧のリツプル増加を押え
る。その結果、第５図３０に示すように、非安定
化直流電圧が低下しても、出力電圧のリツプル増
加はかなり軽減出来る。また、基準電圧は安定化
された電源１６から抵抗１７を介してツエナーダ
イオード１９に電圧を供給する方法により得てい
るために、交流入力電圧変動による出力電圧の制
御特性は、第３図の２５で示すように、ある値に
設定された出力電圧値（２４の矢印で示す）から
殆んど変動せず良好な特性が得られる。
また、この発明による直列回路は、出力電圧が
上昇すると出力電圧を下降させるように働くため
に電源電圧の立ち上がりを遅くするためにも効果
があり、立ち上がり時間は主にコンデンサ２６の
容量により決定される。
上昇すると出力電圧を下降させるように働くため
に電源電圧の立ち上がりを遅くするためにも効果
があり、立ち上がり時間は主にコンデンサ２６の
容量により決定される。
なお、コンデンサ２６、抵抗２７およびコイル
２８の値は、例えば１μF.560Ωおよび3.3mHに
選ぶことにより、減電圧特性は第５図３０に示す
特性を得ており、また出力電圧の立ち上がり特性
は約200〜300mSとなる。
２８の値は、例えば１μF.560Ωおよび3.3mHに
選ぶことにより、減電圧特性は第５図３０に示す
特性を得ており、また出力電圧の立ち上がり特性
は約200〜300mSとなる。
以上説明したように、この発明によれば、従来
のスイツチングレギユレータ回路にコイル、コン
デンサおよび抵抗の３点を追加するだけで減電圧
特性と電源電圧の立ち上がり特性を改善出来ると
いう効果がある。
のスイツチングレギユレータ回路にコイル、コン
デンサおよび抵抗の３点を追加するだけで減電圧
特性と電源電圧の立ち上がり特性を改善出来ると
いう効果がある。
第１図は、従来のスイツチングレギユレータの
一例を示す回路図、第２図は、従来のスイツチン
グレギユレータの一改良例を示す回路図、第３図
は、スイツチングレギユレータにおける出力電圧
の制御特性を示す図、第４図は、この発明の一実
施例を示す回路図、第５図は、従来例およびこの
発明の一実施例の特性を説明する特性図である。 符号説明、１は非安定化直流電圧印加端子、２
はスイツチングトランジスタ、３はチヨークコイ
ル、４は出力電圧端子、５は起動回路、８は励振
トランス、１２はフライホイールダイオード、１
３は励振トランジスタ、１４は電圧パルス幅変換
回路、１８は誤差検出トランジスタ、１９はツエ
ナーダイオード、２６はコンデンサ、２７は抵
抗、２８はコイル、を示す。
一例を示す回路図、第２図は、従来のスイツチン
グレギユレータの一改良例を示す回路図、第３図
は、スイツチングレギユレータにおける出力電圧
の制御特性を示す図、第４図は、この発明の一実
施例を示す回路図、第５図は、従来例およびこの
発明の一実施例の特性を説明する特性図である。 符号説明、１は非安定化直流電圧印加端子、２
はスイツチングトランジスタ、３はチヨークコイ
ル、４は出力電圧端子、５は起動回路、８は励振
トランス、１２はフライホイールダイオード、１
３は励振トランジスタ、１４は電圧パルス幅変換
回路、１８は誤差検出トランジスタ、１９はツエ
ナーダイオード、２６はコンデンサ、２７は抵
抗、２８はコイル、を示す。
Claims (1)
- １ 入力された非安定化直流電圧をオン・オフス
イツチングして安定化出力電圧として出力すべき
スイツチング素子と、安定化電源から作られた基
準電圧と前記出力電圧との差である誤差電圧に基
づき、その励振期間を制御される励振素子と、該
励振素子の励振期間に従つて前記スイツチング素
子のオン・オフ期間比率を制御する回路とから成
るスイツチングレギユレータにおいて、コンデン
サ、抵抗およびインダクタンスから成る直列回路
を介して、前記出力電圧を前記励振素子へ帰還
し、その励振期間、ひいてはスイツチング素子の
オン・オフ期間比率を制御するようにしたことを
特徴とするスイツチングレギユレータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8216580A JPS578820A (en) | 1980-06-19 | 1980-06-19 | Switching regulator |
| DE3123837A DE3123837C2 (de) | 1980-06-19 | 1981-06-16 | Schaltregler |
| GB8118750A GB2079015B (en) | 1980-06-19 | 1981-06-18 | Switching regulator |
| US06/275,256 US4380729A (en) | 1980-06-19 | 1981-06-19 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8216580A JPS578820A (en) | 1980-06-19 | 1980-06-19 | Switching regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS578820A JPS578820A (en) | 1982-01-18 |
| JPS6238950B2 true JPS6238950B2 (ja) | 1987-08-20 |
Family
ID=13766810
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8216580A Granted JPS578820A (en) | 1980-06-19 | 1980-06-19 | Switching regulator |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4380729A (ja) |
| JP (1) | JPS578820A (ja) |
| DE (1) | DE3123837C2 (ja) |
| GB (1) | GB2079015B (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58218869A (ja) * | 1982-06-11 | 1983-12-20 | Nippon Chemicon Corp | スイツチングレギユレ−タ |
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