JPS6240537B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、内燃機関に供給される作動燃料混合
気の成分量を帰還制御するために混合気供給装置
に関連して設けられて、内燃機関の排気ガス系内
に配設されたλ―センサの作動可能状態をモニタ
するための方法およびそれを実施するための装置
に関する。 内燃機関の排気ガスに有害物質ができるだけ含
まれていないようにするために、内燃機関に供給
される作動混合気、即ち空気―燃料混合気のため
の帰還制御装置を設けて、この制御装置に、酸素
測定センサとして形成されて本明細書中λ―セン
サと称している内燃機関の排気ガス系統内に配設
された特殊なセンサの実際値を基に制御量もしく
は情報を供給するようにした装置は既に知られて
いる。作動燃料混合気の組成を決定する混合気供
給装置は、センサ信号が存在しない場合または誤
つたセンサ信号が存在する場合に、帰還制御から
予備制御へ切換えられるように構成されている。
ただし本明細書において帰還制御とは、λ―セン
サを用いた閉ループ制御を意味する。また予備制
御とはλ―センサを用いない開ループ制御であ
り、この場合、センサ信号以外の内燃機関の運転
条件を考慮しながら、燃料空気混合気の組成を平
均的な値に保持する。従つてこのような帰還制御
装置の満足な機能を達成するための前提条件とし
てλ―センサが申し分なく動作することが要求さ
れる。しかしながらセンサが過度に低温である場
合とか、センサのケーブルが切断された場合と
か、またセンサ・ケーブルに短絡が生じたり、さ
らにはまたλ―センサの性状（経年劣化、セラミ
ツクの亀裂、または化学的腐蝕に帰因する誤り情
報が燃料供給装置に供給されるような場合には、
λ―センサが誤り源もしくは誤差源となり得る。
このような場合に、内燃機関に供給される空気―
燃料混合気の空燃比が極端に誤つて設定されるこ
とを避けるために、できるだけ予測し得る誤り状
態を検出して相応に評価することができるように
構成された監視もしくはモニタ回路装置が必要で
ある。 このような欠点を解消するために、本発明の方
法は次のように構成される。すなわち、λ―セン
サの作動可能状態を表わすセンサ内部抵抗を検出
するために、一定の基準電圧を反対極性で印加
し、該基準電圧とセンサ内部抵抗により定まるセ
ンサ電圧とから生ずる和電圧を、２つの比較回路
により前記基準電圧の上側および下側にある閾値
電圧と比較検出し、そして前記比較回路から出力
された論理処理可能な出力信号を後続の論理回路
により評価し、検出されるセンサ状態に応じて前
記混合気供給装置を、閉ループ制御である帰還制
御から開ループ制御である予備制御に、またはそ
の逆に切換えるのである。 また本発明によれば、この方法を実施するため
の装置は次のように構成される。すなわち、内部
抵抗を有するλ―センサに、一定の内部抵抗を有
しかつ一定の基準電圧を供給する定電圧電源が逆
極性で接続され、λ―センサと定電圧電源との接
続点に、それぞれ閾値を有する２つの比較回路の
入力端が接続され、１つの閾値を形成する閾値電
圧が所定の閾値差だけ定電圧電源の基準電圧より
大きく、他方の閾値電圧が同じ閾値差だけ基準電
圧より小さく、また前記λ―センサが作動可能状
態にない時は前記２つの比較回路の出力信号が相
互に異なつており、λ―センサが作動可能状態に
ある時は前記比較回路の出力信号がその論理状態
に関して同一であり、さらに前記比較回路の後段
に検出回路が接続され、該検出器は、閉ループ制
御である帰還制御から開ループ制御である予備制
御へ時間に依存して切換えるために、時限回路を
制御する、ようにするのである。本発明によれ
ば、非常に単純な構成で全ての「誤りを生じ得
る」センサ状態を把握しかつ識別することがで
き、それと同時に内燃機関の運転状態を維持する
ための非常に適した手段が得られる。特に有利な
ことには、暖気相においてもλ―センサは、少く
とも所定の温度値から本発明による回路を用いて
濃い混合気および薄い混合気を識別することがで
き、その識別結果を対応の帰還制御もしくは予備
制御信号に変換することができる。そしてこのこ
とは、センサの低温状態もしくは半加熱状態にお
いて、その内部抵抗が帰還制御のために十分な電
圧信号を発生できない程に非常に大きい場合、特
に有意味な電圧信号を発生できない程に大きい場
合にも達成されるのである。 さらに有利なことには、本発明においては、閾
値電圧の遷移は要求されずそしてまた燃料供給系
統の帰還制御相が達成されたら直ちにセンサに供
給されていたバイヤス電流を遮断する必要もな
い。またセンサには非対称のバイヤス電流を供給
する必要はなく、従つて低い温度においても切換
点が遷移することはない。さらに本発明による回
路はただ１つの補償点もしくは基準点しか必要と
しない。 本発明による回路は、センサ状態を３つの異な
つた回路状態、即ち２つの比較回路の出力信号の
関係から論理処理可能な信号形態で得られる３つ
の異なつた回路状態に基づいてセンサ状態を把握
する。従つてこのような出力信号の爾後処理なら
びにその評価を論理回路を用いて行なうことがで
きる。 さらに２つの比較回路の出力信号を評価する論
理回路と関連して特に次のような利点が得られ
る。即ちセンサ信号を、自動的な妨害除去に際し
て、動的に評価して監視時間をデイジタル的に実
現することができかつ起り得る全てのセンサ誤り
動作を検出できるという利点が得られる。論理回
路の部分においては、補償点は全く必要とされ
ず、そして監視時間がデイジタル的に発生される
ために極めて高い精度が得られ、ドリフトや温度
変動を受けることはない。 本発明における回路は故障もしくは妨害に対し
非常に高い信頼性および安全性を有し、そして単
純な仕方で集積回路として構成することができ
る。と言うのは高い容量を有するコンデンサは必
要とされずかつまた信号経過時間に何等の要件も
課せられないからである。 さらに本発明による回路は有利なことに、セン
サ信号の２つのスイツチング縁もしくは切換縁に
応答してこれ等切換縁をモニタし、それによつて
濃い混合気および薄い混合気の基礎整合における
帰還制御もしくは予備制御を投入することができ
る。これにより、監視時間、即ち帰還制御を予備
制御に切換えるためにはセンサ出力の変動が現わ
れてはならない時間を半分に減少することができ
る。 また本発明の方法を実施する別の装置では、比
較回路と検出回路との間に、デイジタル論理回路
の形態にあるセンサ状態識別回路が接続され、該
センサ状態識別回路は、比較回路の出力信号が異
なつているか、あるいは同じであるかに依存して
異なつた出力信号を発生する。 次に図面を参照して本発明の実施例を詳細に説
明する。 内燃機関の排気ガス通路系に配設されて、内燃
機関に供給される空気―燃料混合気の空気と燃料
の比率の帰還制御即ちフイードバツク制御を可能
にするゾンデもしくはセンサは一般に酸素測定セ
ンサまたはいわゆるλ―センサと称されておつ
て、その原理は既に知られているので、本発明に
おいて用いられその出力信号が燃料供給装置によ
つて利用されるλ―センサについては簡単に説明
するだけにとどめる。 酸素分圧差に起因して固体電解質内をイオンが
移動すると言う原理に基ずいて動作する排気ガス
系に配設されたλ―センサは、空気過剰率λ＝１
の範囲で酸素不足から酸素過剰に遷移した場合に
電圧スパイクを示す電圧信号を発生する。さら
に、このようなλ―センサの機能が確保されるの
は、予め定められた運転温度以上においてであ
る。冷状態においては、センサの内部抵抗は極め
て大きく、帰還制御に対して充分な電圧信号を発
生することはできず、特に明確な電圧スパイクは
得ることができない。λ―センサは、通常の運転
もしくは駆動において、空気過剰率値λ＜１の場
合、換言するならば濃い混合気の場合にその出力
電圧が高い値を取り、λ＞１（薄い混合気）の場
合には非常に低い値を取るように構成されてい
る。したがつて、暖機相においては、λ―センサ
の内部抵抗の温度依存性が大きいことが原因で、
その出力電圧は著しく変動する。第１図はλ―セ
ンサ温度依存性の内部抵抗を備えた電源として示
す等価回路である。本発明は比較的に低い温度に
おいてもλ―センサの回路状態の評価を可能にす
るばかりではなく、処理された信号を論理代数形
態で解釈することを可能にするものであり、従つ
て非常に好ましくないλ―センサの出力信号に到
るまでλ―センサから得られる実測値信号を供給
することにより内燃機関に設けられている燃料供
給装置の帰還制御が可能となるのである。この場
合、燃料供給装置としては、例えば間欠的または
連続的に動作する燃料噴射装置、気化器、その他
内燃機関にその各運転状態において必要とされる
空気―燃料混合気を供給することができ、しかも
内燃機関によつて構成される閉ループ制御系（帰
還制御系）の出力に対し、次のようにして影響を
与える、即ち内燃機関に供給される空気―燃料混
合気の組成と関連してλ―センサの出力信号が修
正されて介入するように影響を与えることができ
る装置が挙げられる。種々の理由からλ―センサ
が、申し分のないもしくは評価可能な出力信号を
発生することができない場合には、燃料供給装置
は帰還制御を予備制御に切換えなければならな
い。換言するならば、燃料供給装置は、出力側か
らの帰還情報、即ち内燃機関の排気通路からの帰
還情報に頼ることなく、内燃機関の種々に異なる
運転状態に対する平均的適合値を用いて動作しな
ければならない。このような予備制御において
は、実際の混合気組成による制御は行なわれない
ので、評価もしくは処理回路がλ―センサからの
出力信号を規則的に処理できる状態になつたら直
ちにできるだけ迅速に予備制御を再び元の帰還制
御に切換えるのが望ましい。本発明においては、
評価回路もしくは処理回路の論理的に処理可能な
出力信号を用いて、言い換えるならば２つの比較
器により発生されてλ―センサ信号の評価に対し
不可欠である３つの異なつた作動状態を定義する
ことができる論理出力信号を用いて処理が行われ
る。出力端に論理スイツチング信号もしくは論理
切換信号を発生する評価回路の基本的な原理は第
２図に略示されている。この原理は低温度（約
200ないし250℃）において２ないし20MΩ間の値
にあるλ―センサの内部抵抗を把握することに基
づくものである。特に簡単な回路構成において
は、論理スイツチング信号の形態で次のようなλ
―センサの動作状態が表わされる。 １ センサが過度に低温 Ri＞15MΩ
（またはλ＝１） ２ λ＞１ Ri15MΩ ３ λ＜１ Ri15MΩ このような３つのセンサ状態に対応する論理処
理可能な出力信号は、第２図に示す回路において
比較器Ｋ１に値△Ｕだけ減少した基準電圧Ｕ_ref
のレベルにある１つのスイツチング閾値を設定
し、他方第２図の回路の比較器Ｋ２にＵ_ref＋△
Ｕのスイツチング閾値を設定することにより得る
ことができる。第２図の基本的な回路において
は、２つの電源が互いに逆極性で接続されてお
り、そのうちの１つはセンサ電圧Ｕ_sおよび温度
依存性の内部抵抗Riを有するλ―センサＳであ
り、他方の電源Ｒ_sは電圧Ｕ_refを有しかつ一定の
抵抗値を有する前置抵抗器もしくは内部抵抗Ｒ１
を有する基準電源である。従つて回路点Ｐ１には
電圧Ｕ_a現われ、この電圧は該回路点Ｐ１に後置
接続された２つの比較器Ｋ１およびＫ２によつて
それ等の所定のスイツチング閾値で処理される。
追つて計算で示すように、比較器の出力信号Ａ１
およびＡ２は次のような論理信号を発生し、同数
のλ―センサの動作状態または別の複数の他の動
作状態を表わす。なおこのことについては追つて
詳細に説明する。 センサ情報 Ａ１ Ａ２ 低温またはλ＝１ １ ０ 高温でかつλ＞１ ０ ０ 高温でかつλ＜１ １ １ 明確な理解を期すために、次に第２図に示した
回路の回路パラメータについて計算を行なう。な
お以下に述べる数値は単に例として取り上げたも
のでありそしてこのことはまた既に述べたセンサ
内部抵抗の絶対値についても当て嵌まる。即ちこ
の絶対値も単なる例にすぎない。第２図の２つの
電源ＳおよびＲ_sの逆極性接続から次のような式
が得られる。 Ｕ_s−Ｕ_ref−Ｉ（Ri＋R1）＝０ (1) Ｉ＝Ｕ_ｓ−Ｕ_ｒｅｆ／Ｒｉ＋Ｒ１ (2) Ｕ_a＝Ｕ_ref＋Ｉ・R1 (3) これ等３つの式からＵ_aに対し次式が得られる Ｕ_a＝Ｕ_ref＋Ｒ１／Ｒｉ＋Ｒ１・（Ｕ_s−Ｕ_ref） (4) １つの実施例における設定において、λ＞１
（薄い混合気）に対し動作可能なセンサにおける
センサ電圧Ｕ_sが100mVに等しく、そしてλ＜１
（濃い混合気）の場合にセンサ電圧Ｕ_s＝900mVで
あり、しかも他のパラメータに対し次のような絶
対値、即ち Ｕ_ref＝500mV R1＝1MΩ Ri＝15MΩ を取るものと仮定すると、薄い空燃混合気（Ｕ_s
＝100mV）の場合に比較器に供給される電圧Ｕ_a
は次のように表わされる。 Ｕ_a＝525mV 他方、濃い混合気（Ｕ_s＝900mV）の場合に
は、比較器入力電圧は Ｕ_a＝475mV である。従つてこの実施例においては、スイツチ
ング閾値の差は50mVであり、従つて△Ｕは
25mVとなる。この関係は上に述べたセンサ内部
抵抗Ri＝15MΩの場合に該当する。内部抵抗がこ
れよりも小さくなると、薄い混合気および濃い混
合気の場合に比較器に供給される電圧値間の開き
は益々大きくなる。例えば内部抵抗Ri＝1MΩと
仮定すると、上の計算から明らかなように濃い混
合気ではスイツチング閾値Ｕ_aは700mVとなり、
薄い混合気の場合にはスイツチング電圧はＵ_a＝
300mVとなる。これ等の電圧値は、内部抵抗Ri
15MΩの場合にλ―センサ出力信号を確実に把
握しかつ評価するために、Ｕ_ref＋△Ｕ＝525mV
ならびにＵ_ref−△Ｕ＝475mVの上述の閾値が設
定されている比較器によつて確実に把握される。
このような確実な把握は上に述べたような回路パ
ラメータを有する実施例の場合、約15MΩの内部
抵抗限界値まで行なわれる。比較器の設計選択に
よつて感度をさらに高めることができるが、しか
しそれにはかなりの費用が特に比較器の入力段に
ついて要求される。このようにして先に掲げた表
に記載の関係に対応する比較器の論理処理可能な
出力信号に基づいてセンサの回路状態は簡単な仕
方で比較器Ａ１およびＡ２の出力端に現われる論
理スイツチング信号によつて表わされる。λ―セ
ンサが比較的高温状態にあつて、瞬時的に濃い混
合気（λ＜１）を感知した場合には、電圧Ｕ_aは
２つの比較器において閾値を超え、従つてこれ等
２つの比較器の出力は論理「１」になる。他方混
合気が薄い場合には２つの出力Ａ１およびＡ２は
論理「０」となる。λ―センサの内部抵抗が上に
例示した値Ri＝15MΩより大きくなると初めてλ
―センサの２つの回路状態に対し電圧Ｕ_aの値は
それに対し常に１つの比較器が応答し、他方他の
比較器は応答しないような値となり、その結果比
較器の出力信号のこの相違によつて高い内部抵抗
により表わされるλ―センサの低温状態（もしく
は状態λ＝１）を把握することができる。センサ
状態に応じて比較器Ｋ１およびＫ２の出力に現わ
れる論理信号を解釈し評価するための回路につい
ては追つて詳細に説明する。まず第３図を参照し
て第２図の比較回路の回路例を詳細に説明する。 比較器の駆動に必要とされる基準電圧、即ち入
力端（＋）換言すれば比較器Ｋ１およびＫ２の非
反転入力端に供給される基準電圧ならびにλ―セ
ンサ電圧に対して逆極性で印加される基準電圧は
抵抗器Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８、およびＲ９から構成さ
れた対称分圧器を用いて発生される。回路点Ｐ２
（分圧器の接続点）における電位は温度補償され
た電圧電源または第３ａ図に示す温度補償された
電流電源により発生される。温度補償された電圧
電源はトランジスタＴ１から構成されており、こ
のトランジスタのコレクタは給電導体Ｌ１を介し
て蓄電池電圧Ｕ_Bを印加され、そしてそのエミツ
タが上記回路点Ｐ２を形成している。抵抗器Ｒ２
０、ツエナーダイオードＺ１および別のダイオー
ドＤ１の直列回路から成るベース電圧分圧器が設
けられる。上記２つのダイオードに並列に調整可
能な分圧器、例えばポテンシヨメータＰ１が接続
され、そのタツプがトランジスタＴ１のベースに
接続されている。タツプおよび接地導体もしくは
マイナス導体Ｌ２に並列にコンデンサＣ１が接続
されている。比較器Ｋ１およびＫ２としては演算
増幅器が使用され、シユミツト・トリガ比較器と
して接続される。比較器の入力端（＋）に対する
基準電圧分圧器の抵抗器Ｒ２およびＲ４は、第２
図の回路の抵抗器Ｒ１に対応する抵抗器Ｒ１に演
算増幅器の入力電流を発生する電圧降下を補償す
る。従つて基準電圧Ｕ_refは回路点Ｐ３に生じそ
して抵抗器Ｒ１を介して回路点Ｐ１に印加され
る。該回路点Ｐ１はLC素子を介して内部抵抗Ri
を有するλ―センサＳに接続されている。この回
路点Ｐ１はまた直接比較器Ｋ１およびＫ２の反転
入力端（−）に接続されている。 実際の設計例において用いられる上述の抵抗器
の値は次のように選択することができよう。 R1、R3、R5＝1MΩ R2、R4＝2MΩ R6、R9＝1KΩ R7、R8＝47Ω 上記のような値にした場合、先に述べた電圧Ｕ
_ref＝500mVが回路点Ｐ３に、Ｕ_ref＋△Ｕ＝
525mVは回路点Ｐ４に、Ｕ_ref−△Ｕ＝475mVは
回路点Ｐ５にそれぞれ得られ、その場合トランジ
スタＴ１のエミツタ（回路点Ｐ２）における電源
電圧は安定した1V電圧である。 既に述べたように入力側に極めて小さい入力電
流しか必要としない電界効果トランジスタを用い
るなどして演算増幅器の感度を増大することによ
り、スイツチング閾値差（本例の場合では
50mV）をさらに小さくすることができ、その場
合には抵抗器Ｐ１を大きくすることができる。ス
イツチング閾値差を小さくすることにより本発明
による評価回路はλ―センサの内部抵抗値Riが
15MΩとなる範囲までセンサ状態を把握すること
ができる。何れの場合にも内燃機関の起動後即ち
自動車の起動後、センサがその動作温度、即ち本
例の場合には用いられている比較器Ｋ１およびＫ
２がセンサの動作状態を確実に把握することがで
きる温度に達した時に完全に自動的に帰還制御へ
の切換を開始するのが特に有利である。そして特
にこのような動作温度状態は、先に掲げた表に対
応する比較器の２つの出力信号が同じである、即
ち論理状態「１」かまたは論理「０」である場合
に常に該当する。 第３ａ図には温度補償電圧電源の代りに用いる
ことができる電流電源が示されている。この電流
電源回路においては、トランジスタＴ１′のエミ
ツタは調整可能な抵抗器Ｐ１′を介して電源電圧
＋Ｕ_Bに接続されている。また該トランジスタの
コレクタは抵抗器Ｒ６′に接続されている。エミ
ツタ分圧器は第３図の場合と逆になつている。即
ちダイオードＤ１′のアノードが電源電圧に接続
されてツエナーダイオードＺ１′と直列にトラン
ジスタＴ１′のベースに接続されている。このベ
ースからコンデンサＣ１′および抵抗器Ｒ２０′の
並列回路が接地されている。トランジスタは比較
電圧分圧器に一定の温度補償された電流を流す。 次に上に述べた評価回路の出力信号Ａ１および
Ａ２を評価するのに適したモニタ回路について説
明する。上に述べた評価回路においては、最も単
純な構造で暖機相において濃い混合気ならびに薄
い混合気を識別できることが有利である。このよ
うにすれば、識別回路もしくは評価回路によりλ
―センサの正常機能が認識されると直ちに比較器
の出力信号Ａ１およびＡ２は同じ記号の信号に変
動する。この同じ記号の信号は２つの出力端にお
いて濃い混合気の場合には論理「１」信号であ
り、薄い混合気の場合には論理「０」信号であ
る。従つて２つの比較器のうちの１つの出力信号
は評価もしくは識別回路ならびに次に述べるモニ
タ回路が帰還制御を解放した場合に直ちに帰還制
御に用いることができる。これ等比較器の出力信
号の処理は通常の仕方で行われる。例えば積分器
を用いその出力信号で例えば燃料噴射装置によつ
て発生されるtiパルスの持続時間を制御すること
ができる。 第４図に示すモニタ回路の第１の実施例は次の
ように構成されている。即ち比較器出力信号の処
理後にモニタ回路の出力端Ａ３に次のような信号
が発生される。即ちλ―センサがλ―帰還制御モ
ードで働いておつて、内燃機関がそれにより燃料
供給装置から燃料を供給されているか否かまたは
予備制御に切換えねばならないか否かを表示する
信号が発生されるように構成されている。モニタ
回路は論理回路として構成されたセンサ識別回路
Ｓ２、それに後続してその出力信号を処理する検
出器回路Ｓ３および該検出器回路からトリガ・パ
ルスを供給される時限回路Ｓ４を備えている。ト
リガ・パルスが存在しない場合には時限回路は予
め定められた遅延時間もしくはモニタ時間の経過
後に予備制御に切換える。 λ―帰還制御を用いて内燃機関の満足な運転を
確保するためには、誤つたまたは誤りを生じ得る
λ―センサ信号が存在する場合（もしくは低温状
態にあつてλ―センサが動作可能でない場合）に
λ―帰還制御を予備制御に切換えねばならない。
この予備制御への切換のためには次のような条件
がある。 (a) センサが過度に低温であること（評価可能な
信号が得られない） (b) センサ・ケーブルが破断していること (c) センサ・ケーブルに短絡があること (d) 燃料が濃いことを表わす電圧が持続している
こと（例えばセンサが経年劣化している場合） (e) 燃料が薄いことを表わす電圧が持続している
こと（例えばセラミツク基板に亀裂がある場
合） (f) 負の電圧が持続していること（例えば化学的
侵触がある場合） 以下に述べるモニタ回路は上記のような条件(a)
ないし(f)全てを把握し、回路形態に応じて評価
し、そして後続の装置に対し予備制御かまたは帰
還制御に切換えねばならないか否かを表示する出
力信号を発生することができる。図示の実施例に
よるモニタ回路は比較器Ｋ１およびＫ２の出力端
Ａ１およびＡ２から得られる信号で動作する。し
かしながらこのような信号はまた別の組合せ形態
で発生し処理することもできる。言い換えるなら
ば必ずしも上に詳述したような形態にある必要は
ない点を理解されたい。 次表は比較器出力信号から得られる３つの論理
信号を再び定義するものである。

【表】 この表における回路状態と入力情報との関係に
ついて説明する。上述の条件(a)、つまりλ―セン
サが過度に冷却されている場合、センサからは評
価可能な電圧が供給されない。また条件(b)、セン
サ・ケーブルが破断している時はセンサから出力
電圧が得られない。このような場合は、基準電圧
Ｕ_ref（＝500mV）、またはそれから僅かに偏移し
た電圧が、電圧Ｕ_aとして比較器Ｋ１，Ｋ２の反
転入力側に加わる。この時、475mV＜Ｕ_a＜
525mVである。従つて、比較器Ｋ１の出力Ａ１
は論理「１」となり、Ｋ２の出力Ａ２は論理
「０」になる。これが回路状態１である。 また、条件(d)つまりλ―センサが常に混合気濃
厚を表わす電圧を発生する場合は、Ｕ_a＞525mV
である。従つて、出力はA1＝A2＝１となり、回
路状態２が持続する。逆に条件(c)、(e)、(f)では常
にＵ_a＜475mVとなるのでA1＝A2＝０であり、回
路状態３が持続する。以上述べた場合は、常に予
備制御が行なわれる 一方、回路状態１から２または３へ移行する場
合、および回路状態２、３の間で相互に移行が行
なわれる場合（つまりλ―センサが正常に動作し
ている時）には、帰還制御が行なわれる。この点
については後述する。 モニタ回路は時限回路Ｓ４が予め調整可能な期
間を発生できるように構成されている。モニタ時
間ｔ_naxと称することができるこの期間中に検出
回路Ｓ３によつて適当なトリガ・パルスが発生さ
れない場合には、時限回路Ｓ４はその出力信号を
変えてそれにより帰還制御から予備制御に切換が
なされる。他方時限回路はセンサ状態識別回路部
分内において適当な信号交換でλ―センサが動作
可能な状態にあることが確認された場合には、直
ちに帰還制御モードに切換えることができるよう
に構成されている。 好ましい実施例において、時限回路は計数器
Zh１を備えており、この計数器Zh１の計数入力
端Ｅ１には適当な計数信号が供給される。本発明
による装置を本出願人のいわゆるＫ―ジエトロニ
ツク（Jetronic）のような燃料噴射装置と組合せ
て使用する場合には、70Hzのクロツク周波数が用
いられ、これが計数入力端に供給される。いずれ
にしろ計数器Zh１は次のように設計されてい
る。即ち予め調整可能な時間の経過後、例えば７
秒または８秒の経過後、出力端Ａ５が高レベルに
なる時点まで計数器Zh１のリセツト入力端Ｅ_Rに
適当なリセツト・パルスが印加されない場合に該
計数器の出力端Ａ５が例えば論理「１」に切換わ
るように構成されている。計数器が零から出力端
Ａ５に論理「１」が現われるまで計数を行なうモ
ニタ期間中にトリガ・パルスが供給されない場合
には、モニタ回路は後述するように上に述べた条
件(a)ないし(f)のうちの何等かの条件を識別して出
力端Ａ３における論理「１」信号で予備制御に切
換わる。計数器Zh１は出力端Ａ５から前置接続
されたノア・ゲートＧ１までの帰還回路Ｌ５を介
して他の入力端Ｅ２に供給されるクロツク・パル
ス列を阻止し、それにより出力状態「予備制御」
はそのまま持続する。 特に好ましい実施例として、検出器回路Ｓ３と
組合せてセンサ状態識別回路は、センサ信号が動
的に評価される、言い換えるならば回路状態１か
ら回路状態２または回路状態３から上記の表に掲
げた別の状態への信号遷移があり、かつ回路状態
２または３が少くとも所定の時間ｔ_nioだけ持続
した場合に予備制御から帰還制御に切換がなされ
るように構成されている。なおこの時続時間ｔ_ni
ｏは高周波妨害信号を制限する働きをなす。 センサ状態識別のための論理回路は次のように
構成されている。即ち評価回路の比較器の出力端
Ａ１およびＡ２から印加される信号の論理信号分
布に応答して異なつた信号を上記表の回路状態１
に対応するものとして解釈し、同じ信号を回路状
態２または３に対応するものとして把握すること
ができ、しかも後続の検出回路Ｓ３と結合して実
際にλ―センサの申し分のない動作が行なわれて
いるか、あるいはまた起り得る上記条件(c)ないし
(f)の１つの条件が存在しているか否かを判断する
ことができるようにされている。この目的でセン
サ状態識別回路および検出器回路はセンサ信号を
後述するように動的に評価する。 第４図に示す実施例においては、センサ状態識
別回路はノア・ゲートＧ２を備えており、該ノ
ア・ゲートの１つの入力端には比較器Ｋ２の出力
端Ａ２からの信号が直接印加されそしてノア・ゲ
ートＧ２の他の入力端には出力端Ａ１の別の出力
信号がインバータＩ１を介して供給される。論理
代数に従つて比較器の出力信号Ａ１およびＡ２が
異なる時にはノア・ゲートの出力端には論理
「１」信号が現われ、さもない場合には論理
「０」信号が現われる。 後続の検出器回路Ｓ３はまずコンデンサＣ５お
よび充放電抵抗器Ｒ３０から構成された時限素子
を備えている。抵抗器Ｒ３０に並列にダイオード
Ｄ５が接続されている。抵抗器Ｒ３０およびダイ
オードＤ５はノア・ゲートＧ２の出力端に接続さ
れており、この出力端には導体Ｌ１０を介して直
接ノア・ゲートＧ３の入力も接続されている。ノ
ア・ゲートＧ３の出力端には計数器Zh１をリセ
ツトするための上述のトリガ信号が発生される。
ノア・ゲートＧ３の別の入力端はエクスクルシ
ブ・オア・ゲートＧ４の出力端と接続されてい
る。エクスクルシブ・オア・ゲートの１つの入力
端は直接そして他の入力端はインバータＩ２を介
してコンデンサＣ５および抵抗器Ｒ３０からなる
時限素子に接続されている。コンデンサＣ５の別
の端子は接地されている。この回路の動作につい
て述べると、先に表に定義した回路状態１ではノ
ア・ゲートＧ２の出力端には論理「１」信号が現
われる。この論理「１」信号は正電圧と等価と考
えることができる。従つてその場合には論理
「０」信号は零電位または負電圧と考えることが
できる。Ａ１およびＡ２の信号組合せが回路状態
１から回路状態２に移行すると、その場合には正
電位に既に充電されていたコンデンサＣ５は抵抗
器Ｒ３０およびノア・ゲートＧ２を介してアース
に放電を開始する。と言うのはＧ２の出力端にこ
の場合零電位（論理「０」信号）が印加されるか
らである。既に述べたようにＣ５／Ｒ３０の組合
せで定められる時間ｔ_nioが経過し、そしてこの
時間の経過後にコンデンサ電圧はインバータＩ２
およびエクスクルシブ・オア・ゲートＧ４から構
成されている後続の論理回路の閾値電圧に達す
る。このことは言い換えるならば、（エクスクル
シブ・オア・ゲートＧ４もしくはインバータＩ２
における閾値電圧が異なつているために）コンデ
ンサ電圧が降下した場合にエクスクルシブ・オ
ア・ゲートＧ４の出力信号は短時間「０」信号に
変動しそしてこの時点でノア・ゲートＧ３の出力
信号は「１」信号になり、そしてこのパルスが計
数器Zh１のＥ_R入力端に印加されて該計数器がリ
セツトされることを意味する。この結果時限回路
Ｓ４の出力信号は論理「０」信号に切換わり、装
置は帰還制御モードに移行する。センサ状態識別
回路Ｓ２への入力信号が遅延時間ｔ_nioの経過以
前に再び回路状態２または３から回路状態１に移
行した場合には、コンデンサＣ５の放電過程は中
断されて、該コンデンサはダイオードＤ５を介し
再び急激に充電されそしてそれと同時に導体Ｌ１
０を介し出力側のノア・ゲートＧ３に印加される
論理「１」のリセツト・パルスは阻止される。と
言うのはこの導体Ｌ１０はこの場合再び高電位レ
ベルにあつてノア・ゲートＧ３の出力パルスを全
て阻止するからである。 予備制御モードから帰還制御モードへの切換、
即ち回路状態１から回路状態２または３への切換
に際して遅延時間ｔ_nioにより効果的な妨害信号
除去がなされ、高周波漂遊信号は取除かれて切換
に影響を与えることはない。検出器回路Ｓ３はノ
ア・ゲートＧ３の出力端にリセツト・パルスを発
生するまで何れの場合にも時間ｔ_nioが経過する
まで待機する。検出器回路Ｓ３は縁検出器として
動作し、センサ信号を動的に評価する。例えば、
λ―センサが正常に動作している場合、λ―セン
サは、「混合気濃厚」状態と「混合気希薄」状態
と交互に表示する。つまり、比較器Ｋ１，Ｋ２の
出力信号Ａ１，Ａ２は、前述の表における回路状
態２（A1＝A2＝１）と回路状態３（A1＝A2＝
０）の間で周期的に変化する。この場合、静的に
見ればノア・ゲートＧ２の出力は常に「０」信号
となるように見える。しかし、信号Ａ１とＡ２の
論理状態は同時に変化する訳ではなく、従つてノ
ア・ゲートＧ２とインバータ１１の論理状態も同
時には変化しない。例えば回路状態２から３に移
行する場合、A1＝A2＝１からすぐにA1＝A2＝
０になるわけではなく、短時間ながら、Ａ１＝
１、A2＝０、つまり回路状態１と同じ状態にな
る。回路状態３から２に移行する場合も同様であ
る。従つて、回路状態１から２または３に移行す
る場合と同じく、ノア・ゲートＧ２は短時間だけ
論理「１」信号を供給し、コンデンサＣ５はダイ
オードＤ５を介して急速に充電される。従つて、
ノア・ゲートＧ３は時限回路Ｓ４にリセツトパル
スを供給する。このため、回路状態２、３が交互
に繰返されている場合、つまりλ―センサが正常
に動作している時は、帰還制御が行なわれる。 一方、回路状態２または３が持続している場
合、検出回路Ｇ３は時限回路Ｓ４にリセツト、パ
ルスを供給せず、従つて予備制御が行なわれる。
前述のように、回路状態２が持続する時は条件(d)
があてはまり、回路状態１の持続には条件(c)、
(e)、(f)が対応する。また、条件(a)、(b)の場合には
回路状態１が生じる。従つて、本発明のモニタ回
路によつて条件(a)〜(f)のすべてを検出でき、この
場合帰還制御から予備制御への切換えが行なわれ
る。 計数器の計数過程によつて決められる時間ｔ_na
ｘ内に計数器を再び零にリセツトするリセツト・
パルスが現われなかつた場合には、帰還制御モー
ドから予備制御モードへの切換が行なわれる。こ
こで計数器はリセツト・パルスが入力されなかつ
た場合に2⁹個の計数パルスが供給された後に出力
端Ａ５に論理「１」レベルが生ずる２進計数器で
ある。従つて70Hzのクロツク・パルスを用いる場
合には約7.3秒後に帰還制御モードから予備制御
モードへの切換が行なわれる。計数器の出力端Ａ
５に高レベル、即ち論理「１」信号が現われる
と、ノア・ゲートＧ１によつて該計数器はロツク
保持される。 モニタ回路は外部からの介入を許容する。例え
ば内燃機関の駆動状態「カツト・オフ」または
「全負荷時燃料分増加」において、予備制御モー
ドに強制的に切換えることができる。この目的で
点線で示した回路を使用することができる。この
事例（カツト・オフまたは全負荷時燃料分増加）
においては、入力端Ｅ３には例えば論理「１」パ
ルスが印加される。この論理「１」パルスはノ
ア・ゲートＧ５を介して出力端Ａ３を高レベルに
する。同時に別のノア・ゲートＧ６を介して計数
器Zh１をリセツトすることができる。 センサ状態識別および監視のための別の実施例
（縁検出器／妨害走査除去）が第５図に示されて
いる。この回路においては入力側にエクスクルシ
ブ・オア・ゲートＧ１０が設けられており、該ゲ
ートＧ１０の出力端は正電圧または論理「１」信
号に対し順方向に接続されたダイオードＤ６を介
して直接出力側のエクスクルシブ・オア・ゲート
Ｇ１１の１つの入力端に接続されており、そして
該エクスクルシブ・オア・ゲートＧ１１の出力端
Ａ６には時限回路Ｓ４に供給されるリセツトパル
スが発生される。エクスクルシブ・オア・ゲート
Ｇ１０の出力端は更に第４図の回路と関連して説
明した妨害信号走査除去に必要とされる時間ｔ_ni
ｏを発生するためのダイオード／抵抗器／コンデ
ンサ（Ｄ５／Ｒ３０／Ｃ５）と接続している。こ
の時限回路の出力端（回路点Ｐ１０）は別のエク
スクルシブ・オア・ゲートＧ１２の入力端に接続
されており、そして該ゲートＧ１２の他入力端に
は常に論理「１」信号もしくは正電圧が印加され
ている。エクスクルシブ・オア・ゲートＧ１２の
出力端は後続の別のエクスクルシブ・オア・ゲー
トＧ１３の入力端に接続されており、後者の他の
入力端には回路点Ｐ１０（妨害信号走査除去のた
めの時限回路の出力端）の電位が直接印加されて
いる。ダイオードＤ７を介しエクスクルシブ・オ
ア・ゲートＧ１３の出力端はダイオードＤ６を介
してすでに第１のエクスクルシブ・オア・ゲート
と接続されているエクスクルシブ・オア・ゲート
Ｇ１１の入力端に接続される。このエクスクルシ
ブ・オア・ゲートＧ１１の別の入力端には常時論
理「１」信号即ち正電圧が印加されている。上に
定義したような回路状態を達成するためにエクス
クルシブ・オア・ゲートＧ１１の回路状態に従つ
て信号を供給される入力端は側路抵抗器Ｒ３２を
介して接地されている。 個々の回路状態について観察し、そして特に回
路状態１から回路状態２および３への遷移もしく
は回路状態２および３間での遷移を観察すれば明
らかなようにλ―センサおよびそれに後続する２
つの比較器によつて帰還制御動作モードが解放さ
れた場合には、エクスクルシブ・オア・ゲートＧ
１１の出力端には常にリセツトパルスが発生され
る。従つて以下の説明では第５図に示す回路の動
作に関する詳細な説明を省略し、単に回路状態１
から回路状態２または３への遷移について検討す
ることにする。エクスクルシブ・オア・ゲートＧ
１０は出力信号が同じである場合論理「０」信号
を発生し、そうでない場合には論理「１」信号を
発生するものであるので、回路状態「１」におい
てはエクスクルシブ・オア・ゲートＧ１０の出力
端には論理「１」信号が現われ、この信号は回路
状態２または３に遷移する際に論理「０」信号に
変動する。これによつてダイオードＤ６は阻止さ
れ、出力端Ａ６に論理「１」パルスを発生せしめ
る条件が与えられる。その場合エクスクルシブ・
オア・ゲートＧ１１の１つの入力端Ｅ４には常に
論理「１」信号が印加されているので、出力端に
論理「１」信号を発生するためには別の入力端Ｅ
５に論理「０」信号を印加しなければならない。
コンデンサＣ５の放電によつて回路点Ｐ１０の電
位が徐々に降下し、エクスクルシブ・オア・ゲー
トＧ１２およびＧ１３により定められる（異つ
た）閾値電圧を下まわると、それにより短時間ゲ
ートＧ１２の出力端に論理「１」信号が現われ、
他方エクスクルシブ・オア・ゲートＧ１３の別の
入力端には論理「１」信号が印加されている。確
言するならばエクスクルシブ・オア・ゲートＧ１
３の入力端における有効な論理「０」信号とエク
スクルシブ・オア・ゲートＧ１２の出力端の論理
「０」信号とは、相俟つてゲートＧ１３の出力信
号を論理「０」信号に切換え、このようにして入
力信号が異なる場合エクスクルシブ・オア・ゲー
トＧ１１は論理「１」パルスを発生することがで
きる。 予備制御から帰還制御への切換えはセンサ信号
の縁によつてのみ可能であるので、基礎整合が本
質的に値λ＝１から偏差している（例えばλ＝
0.9またはλ＝1.1）場合には、センサは定常的に
燃料分過度かまたは燃料分不足の混合気表示を行
ない帰還制御から予備制御への切換えが行われな
いまゝの状態が続く可能性がある。第６図および
第７図はこのような状態を制限することができる
２つの回路例を示すものである。第６図の回路に
おいてはアクセル・ペダルに設けられたアイド
ル・スイツチＫ１によつてλ―センサが燃料分過
度もしくは燃料分不足混合気表示を行つている場
合に追加の論理「１」のリセツトパルスが発生さ
れる。この追加のリセツト・パルスの導入はイン
バータ１３およびゲートZG１からなる追加の回
路ZS１を介して行われる。なおZG１の１つの入
力端Ｅ６には例えば第４図のセンサ状態識別回路
Ｓ２の反転された出力信号が印加され、他方別の
入力端Ｅ７にはアクセル・ペダルを離した場合に
続いてアイドル・スイツチＫ１により発生される
パルスが抵抗器―ダイオード―コンデンサ回路
KL１を介して印加される。回路KL１はコンデン
サＣ６とアイドル・スイツチＫ１の直列接続から
構成され、コンデンサＣ６の両方の接続端子は抵
抗器Ｒ３５およびＲ３６を介して正電圧を供給さ
れる。アイドル・スイツチと反対の側に接続され
た抵抗器Ｒ３６には並列にダイオードＤ８が接続
されている。ゲートZG１の出力端には例えば第
４図の実施例の検出器回路Ｓ３が接続される。こ
のようにして第８ａ図ないし第８ｃ図のダイヤフ
ラムに示したような動作過程が生ずる。時点ｔ１
までは第８ａ図に示すセンサ出力信号は通常のよ
うに薄い燃料分混合気表示と濃い燃料混合気表示
との間で循環しており、積分器の出力信号は第８
図ｂ図に示すように鋸波状に変動する。時点ｔ１
を過ぎるとλ―センサは「薄い燃料混合気」表示
に切換り積分器はその「燃料限界値」まで積分動
作を行なう。λ―センサはその出力信号をもはや
変えず、従つてまたスイツチ信号縁が発生されな
いので装置は時点ｔ２で積分器を帰還制御から混
合気組成の平均値に基づく予備制御に切換える。
基礎整合が変動しているためにλ―センサは薄い
燃料限界値に留まり、帰還制御は遮断される。時
点ｔ３でアイドル・スイツチの閉成によりリセツ
ト・パルスが発生される。燃料組成平均値に基づ
く制御から帰還制御に切換が行なわれ、そして積
分器は再びその出力信号によつて制御される燃料
供給装置をして濃い空燃混合気を発生せしめる方
向に動作する。そしてこのことはλ―センサによ
り再び感知される。このようにして帰還制御が再
び開始される。 周期的なリセツトを用いた別の実施例が第７図
に示されている。この実施例においては計数器
Zh１のモニタ時間もしくは監視時間ｔ_naxを左右
する特別の段が利用される。ダイオードＤ１０，
Ｄ１１およびＤ１２からなるダイオード・ゲート
回路を介して例えば計数器出力Ｑ７，Ｑ８および
Ｑ９が加算し合わされ、その結果例えば誤つたセ
ンサの切換のためにリセツト・パルスが到来しな
いような場合には計数器は（既に述べたように70
Hzクロツクの場合7.3秒毎に）この実施例では0.9
秒の長さのパルスを導体Ｌ１５に発生する。そし
てこのパルスは燃料供給装置の積分器を予備制御
もしくは平均値制御にセツトするのに用いられ
る。この場合出力Ａ３′における論理「０」信号
は帰還制御を意味しそして論理「１」信号は平均
値制御を意味する。第９図ａ〜ｃのグラフから、
条件(c)、(d)、(a)および(f)に対応する誤りのある事
例においては、平均制御値と積分器の各限界値と
の間で制御が周規的に鋸波状に変動する。第９図
ａはセンサの出力信号を示し、第９図ｂは積分器
の出力信号の変化を示しそして第９図ｃは計数器
Zh１により周期的に発生されるパルスを示す。
時点ｔ１′まではセンサ切換は行なわれず、積分
器は第９図ｂに示すように上限まで積分動作を行
なう。第９図ｃに示す計数器の循環的なリセツ
ト・パルスによつて積分器はその平均制御値に戻
されそして時点ｔ４ではセンサが再び応答し濃い
燃料を表示する。その結果積分器は反対の方向に
積分動作を行なう。 なお上に述べた２つの条件(a)および(b)だけにつ
いてモニタする場合には回路状態１、２および３
を識別することができる第１０図に示した単純な
モニタ回路で充分である。既に説明したように回
路状態１の場合にはノア・ゲートＧ２′の出力端
に論理「１」信号が発生し、この信号は非対称時
限素子を介して後続スイツチング・ヒステリシス
を有する増幅器Ｖ１に印加される。この時限素子
はスイツチング増幅器Ｖ１の入力端に接続され
て、抵抗器Ｒ４０を介してノア・ゲートＧ２′の
出力信号が印加される接地されたコンデンサＣ８
から構成されている。この抵抗器Ｒ４０には並列
にダイオードＤ１５と別の抵抗器Ｒ４１の直列回
路が並列に接続されている。抵抗器Ｒ４１および
Ｒ４０はＲ４０がＲ４１よりも３倍大きくなるよ
うに値を選ぶことができ、そのようにすれば時間
挙動に所望の非対称性が得られる。回路状態１に
おいては、スイツチング増幅器Ｖ１の出力端にコ
ンデンサＣ８の迅速な充電後にノア・ゲートＧ
２′の出力端の論理「１」信号に対応する論理
「１」信号が現われる。なおノア・ゲートＧ２′の
出力論理「１」信号は条件(a)および(b)を表わすも
のである。回路状態２または３が生ずると、これ
等の状態に対しスイツチング増幅器Ｖ１の出力端
にはインバータ／ゲート回路１１′，Ｇ２′から印
加される論理「０」信号に帰因して論理「０」信
号が現われる。非対称時限素子は妨害信号除去の
働きをなす。

【図面の簡単な説明】

第１図はλ―センサの簡略ブロツク・ダイヤグ
ラム、第２図はセンサ信号の評価回路部分を示す
ブロツク・ダイヤグラム、第３図は第２図の評価
回路を詳細に示す回路図、第３ａ図は温度補償さ
れた電流電源の回路図、第４図は評価回路に後続
されたモニタ回路の１実施例を示し、第５図は論
理処理可能なセンサ抵抗を表わす印加されたスイ
ツチ信号を評価するためのモニタ回路の別の実施
例を示し、第６図はλ＝１から著しく異なる基礎
整合の場合に帰還制御に切換えるための追加のリ
セツト・パルスを発生する回路を示し、第７図は
周期的なリセツト・パルスを発生するための別の
回路を示し、第８図ａ，ｂ，ｃはセンサ出力信
号、燃料供給装置と関連して設けられセンサ信号
を供給される積分器および第６図に示す回路のた
めのアイドル・スイツチの信号波形図、第９図
ａ，ｂ，ｃは第７図の回路の動作を説明するため
の波形図、そして第１０図は検出回路の特に単純
な実施例を示す回路図である。 Ｋ１，Ｋ２，Ａ１，Ａ２…比較器、Ｓ，Ｒ３…
電源、Ｒ２０，Ｒ２，Ｒ４，Ｒ１，Ｒ６，Ｒ７，
Ｒ８，Ｒ９…抵抗器、Ｔ１，Ｔ１′…トランジス
タ、Ｌ１…給電導体、Ｚ１，Ｚ１′…ツエナーダ
イオード、Ｄ１，Ｄ１′，Ｄ５…ダイオード、Ｐ
１…ポテンシヨメータ、Ｌ２…マイナス導体、Ｃ
１，Ｃ１′…コンデンサ、Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ
４，Ａ５…出力端、Ｓ２…センサ識別回路、Ｓ３
…検出回路、Ｓ４…時限回路、Zh１…計数器、
Ｅ１…計数入力端、Ｅ_R…リセツト入力端、Ｌ５
…帰還回路、Ｅ２…入力端、Ｇ２…ノア・ゲー
ト、Ｉ１…インバータ、Ｒ３０…充放電抵抗器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 内燃機関に供給される作動混合気の成分量を
   帰還制御するために混合気供給装置に関連して設
   けられて前記内燃機関の排気ガス系内に配設され
   たλ―センサの作動可能状態をモニタするための
   方法において、前記λ―センサの作動可能状態を
   表わすセンサ内部抵抗を検出するために、一定の
   基準電圧を反対極性で印加し、該基準電圧とセン
   サ内部抵抗により定まるセンサ電圧とから生ずる
   和電圧を、２つの比較回路により前記基準電圧の
   上側および下側にある閾値電圧と比較検出し、そ
   して前記比較回路から出力された論理出力信号を
   後続の論理回路により評価し、検出されるセンサ
   状態に応じて前記混合気供給装置を、閉ループ制
   御である帰還制御から開ループ制御である予備制
   御に、またはその逆に切換ることを特徴とする方
   法。 ２ 内燃機関に供給される作動混合気の成分量を
   帰還制御するために混合気供給装置に関連して設
   けられて、前記内燃機関の排気ガス系に配設され
   たλ―センサの作動可能状態をモニタするための
   方法を実施する装置において、内部抵抗Ｒ_iを有
   するλ―センサに、一定の内部抵抗Ｒ１を有しか
   つ一定の基準電圧を供給する定電圧電源Ｕ_refが
   逆極性で接続され、該λ―センサと定電圧電源と
   の接続点に、それぞれ閾値を有する２つの比較回
   路Ｋ１，Ｋ２の入力端が接続され、１つの閾値を
   形成する閾値電圧が所定の閾値差だけ定電圧電源
   の基準電圧より大きく、他方の閾値電圧が同じ閾
   値差だけ基準電圧より小さく、また前記λ―セン
   サが作動可能状態にない時は前記２つの比較回路
   の出力信号Ａ１，Ａ２が相互に異なつており、λ
   ―センサが作動可能状態にある時は前記比較回路
   の出力信号がその論理状態に関して同一であり、
   さらに前記比較回路Ｋ１，Ｋ２の後段に検出回路
   Ｓ３が接続され、該検出回路は、閉ループ制御で
   ある帰還制御から開ループ制御である予備制御へ
   時間に依存して切換えるために、時限回路Ｓ４を
   制御する、ことを特徴とするλ―センサの作動可
   能状態をモニタするための装置。 ３ 内燃機関に供給される作動混合気の成分量を
   帰還制御するために混合気供給装置に関連して設
   けられて、前記内燃機関の排気ガス系に配設され
   たλ―センサの作動可能状態をモニタするための
   方法を実施する装置において、内部抵抗Ｒ_iを有
   するλ―センサに、一定の内部抵抗Ｒ１を有しか
   つ一定の基準電圧を供給する定電圧電源Ｕ_refが
   逆極性で接続され、λ―センサと定電圧電源との
   接続点に、それぞれ閾値を有する２つの比較回路
   Ｋ１，Ｋ２の入力端が接続され、１つの閾値を形
   成する閾値電圧が所定の閾値差だけ定電圧電源の
   基準電圧より大きく、他方の閾値電圧が同じ閾値
   差だけ基準電圧より小さく、また前記λ―センサ
   が作動可能状態にない時は前記２つの比較回路の
   出力信号Ａ１，Ａ２が相互に異なつており、λ―
   センサが作動可能状態にある時は前記比較回路の
   出力信号がその論理状態に関して同一であり、さ
   らに前記比較回路Ｋ１，Ｋ２の後段に、デイジタ
   ル論理回路の形態にあるセンサ状態識別回路Ｓ２
   が接続され、該センサ状態識別回路は、前記比較
   回路Ｋ１，Ｋ２の出力信号Ａ１，Ａ２が異なつて
   いるか、あるいは同じであるかに依存して異なつ
   た出力信号を発生し、該センサ状態識別回路Ｓ２
   の後段に検出回路Ｓ３が接続され、該検出回路
   は、閉ループ制御である帰還制御から開ループ制
   御である予備制御へ時間に依存して切換えるため
   に、時限回路Ｓ４を制御する、ことを特徴とする
   λ―センサの作動可能状態をモニタするための装
   置。 ４ センサ状態識別回路Ｓ２をエクスクルシブ・
   オア・ゲートとして構成した特許請求の範囲第３
   項に記載の装置。 ５ センサ状態識別回路Ｓ２がノア・ゲートＧ２
   であつて、その１つの入力端にインバータ１１を
   介して１つのスイツチング信号Ａ１が供給される
   ようにした特許請求の範囲第４項に記載の装置。 ６ センサ状態識別回路Ｓ２に後続して、供給さ
   れる入力信号の静的状態ならびに信号遷移（信号
   縁）に対して応答し評価する検出回路Ｓ３を設
   け、該検出回路Ｓ３の出力端に後続の時限回路Ｓ
   ４に供給されるリセツト信号を発生するようにし
   た特許請求の範囲第３項に記載の装置。 ７ 検出回路が妨害除去のためにアナログ時限素
   子Ｒ３０／Ｃ５を備えている特許請求の範囲第６
   項に記載の装置。 ８ 検出回路がRC素子Ｒ３０，Ｃ５を備えてお
   り、該RC素子には少くとも１つのゲートＧ４，
   Ｇ１２，Ｇ１３から構成された論理回路が後続し
   ており、該論理回路の出力信号はリセツト・パル
   スを発生するための出力ゲート回路Ｇ３，Ｇ１１
   に供給される特許請求の範囲第７項に記載の装
   置。 ９ センサ状態識別回路Ｓ２の出力端をノア・ゲ
   ートＧ３の１つの入力端に直接々続して該ノア・
   ゲートの出力端にリセツト・パルスを発生可能に
   なし、センサ状態識別回路Ｓ２の出力端にさらに
   リセツト・パルスの発生前に予め定められた遅延
   時間ｔ_nioを発生するための時限素子Ｒ３０，Ｃ
   ５を接続し、そして前記時限素子の出力端を後続
   のエクスクルシブ・オア・ゲートＧ４と直接々続
   すると共に、インバータ１２を介して接続し、該
   インバータ１２の出力信号をノア・ゲートＧ３の
   他方の入力端に印加して、時限素子に後続する論
   理回路Ｇ４，１２の閾値電圧の達成後に出力ノ
   ア・ゲートＧ３がリセツト・パルスを発生するよ
   うにした特許請求の範囲第７項に記載の装置。 １０ λ＝１ではないλ値を基本値として帰還制
   御を行なう場合、予備制御から帰還制御に切換え
   るためのリセツト・パルスを発生するためにアイ
   ドル・スイツチＫ１を設け、それによつて発生さ
   れる各リセツト・パルスを追加のノア・ゲート
   ZG１を介して結合可能にした特許請求の範囲第
   ３項に記載の装置。 １１ 信号縁検出器に後続した時限回路Ｓ４が２
   進計数器であり、該計数器の１つの入力端Ｅ１に
   はシステム内計数クロツク信号が供給され、そし
   てそのリセツト入力端Ｅ_Rには信号縁検出器Ｓ３
   のリセツト・パルスを供給し、その出力端のうち
   の１つに予め定められた時間経過ｔ_nax後に帰還
   制御を予備制御に切換えるための論理「１」信号
   を発生するようにした特許請求の範囲第３項に記
   載の装置。 １２ 計数パルス列をノア・ゲートＧ１を介して
   計数器Zh１に供給し、該ノア・ゲートの他方の
   入力端には予め定められた時間ｔ_naxの経過後に
   高レベルになる出力信号を供給するようにした特
   許請求の範囲第１１項に記載の装置。