JPS6243376B2 - - Google Patents
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- JPS6243376B2 JPS6243376B2 JP56170013A JP17001381A JPS6243376B2 JP S6243376 B2 JPS6243376 B2 JP S6243376B2 JP 56170013 A JP56170013 A JP 56170013A JP 17001381 A JP17001381 A JP 17001381A JP S6243376 B2 JPS6243376 B2 JP S6243376B2
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- local oscillator
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- intermediate frequency
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 42
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 38
- PNEYBMLMFCGWSK-UHFFFAOYSA-N aluminium oxide Inorganic materials [O-2].[O-2].[O-2].[Al+3].[Al+3] PNEYBMLMFCGWSK-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 17
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 14
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 claims description 11
- 238000007639 printing Methods 0.000 claims description 10
- 238000010304 firing Methods 0.000 claims description 3
- 239000000203 mixture Substances 0.000 claims description 3
- WFKWXMTUELFFGS-UHFFFAOYSA-N tungsten Chemical compound [W] WFKWXMTUELFFGS-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 3
- 229910052721 tungsten Inorganic materials 0.000 claims description 3
- 239000010937 tungsten Substances 0.000 claims description 3
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 claims 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 33
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 101100339482 Colletotrichum orbiculare (strain 104-T / ATCC 96160 / CBS 514.97 / LARS 414 / MAFF 240422) HOG1 gene Proteins 0.000 description 12
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 4
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 3
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 238000005530 etching Methods 0.000 description 2
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 2
- 229910000831 Steel Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 1
- 238000007667 floating Methods 0.000 description 1
- 230000035876 healing Effects 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 239000010959 steel Substances 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P7/00—Resonators of the waveguide type
- H01P7/08—Strip line resonators
- H01P7/082—Microstripline resonators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
- H03D7/163—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade the local oscillations of at least two of the frequency changers being derived from a single oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/06—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers
- H03J7/065—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers the counter or frequency divider being used in a phase locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
- H03L1/02—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only
- H03L1/021—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only of generators comprising distributed capacitance and inductance
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
- H03B5/1852—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はテレビジヨン受信機等のチユーナに関
し、とくにマイクロストリツプ線路が用いられた
チユーナの回路構成に関するものである。
し、とくにマイクロストリツプ線路が用いられた
チユーナの回路構成に関するものである。
第１図はダブルスパーヘテロダイン方式により
受信周波数を中間周波数に変換するテレビジヨン
受信機のチユーナのブロツク図を示したものであ
る。
受信周波数を中間周波数に変換するテレビジヨン
受信機のチユーナのブロツク図を示したものであ
る。
１はRF信号入力端子、２はバンドパスフイル
タ、３はAGC信号により利得を制御する可変ア
ツテネータ、４はRF広帯域増幅器、５は第１混
合器、６は第１局部発振器、７は狭帯域バンドパ
スフイルタ、８は第１中間周波増幅器、９は第２
混合器、１０は第２局部発振器、１１は第２中間
周波（中間周波）増幅器、１２は中間周波信号出
力端子である。
タ、３はAGC信号により利得を制御する可変ア
ツテネータ、４はRF広帯域増幅器、５は第１混
合器、６は第１局部発振器、７は狭帯域バンドパ
スフイルタ、８は第１中間周波増幅器、９は第２
混合器、１０は第２局部発振器、１１は第２中間
周波（中間周波）増幅器、１２は中間周波信号出
力端子である。
RF信号入力端子１から入力された50〜900MHz
のRF信号（以下RF記す）はバンドパスフイル
タ２により選択されて、高調波妨害や相互変調妨
害等が抑圧され、信号の強さに応じたAGC信号
により可変アツテネータ３により減衰され、RF
広帯域増幅器４で増幅された後、第１混合器５に
入力される。第１混合器５では、入力されたRF
信号の中から、希望RF信号を第１局部発振器６
の発振信号（以下0SC1と記す）により、第１中
間周波信号（以下IF1と記す）に周波数変換す
る。たとえば、RF＝500MHzとすると、OSC1
として2500MHzの信号を発振させ、IF1として
3000MHzの信号を作り出す。第１混合器５で変換
された信号のうち、3000MHzの信号は狭帯域バン
ドパスフイルタ７で選択され、第２混合器９で、
イメージ妨害となる信号およびOSC1の高調波成
分等が減衰され、第１中間周波増幅器８で増幅さ
れた後、第２混合器９に入力される。第２混合器
９では、第１中間周波信号が第２局部発振器１０
の発振信号（以下OSC2と記す）により第２の中
間周波信号、すなわち、通常の中間周波信号（以
下IFと記す）に変換される。中間周波信号の周
波数が57MHzの場合、OSC2は3057MHzである。
この様にして得られた中間周波信号（IF）は中
間周波増幅器１１で選択的に増幅され、中間周波
信号出力端子１２より出力される。
のRF信号（以下RF記す）はバンドパスフイル
タ２により選択されて、高調波妨害や相互変調妨
害等が抑圧され、信号の強さに応じたAGC信号
により可変アツテネータ３により減衰され、RF
広帯域増幅器４で増幅された後、第１混合器５に
入力される。第１混合器５では、入力されたRF
信号の中から、希望RF信号を第１局部発振器６
の発振信号（以下0SC1と記す）により、第１中
間周波信号（以下IF1と記す）に周波数変換す
る。たとえば、RF＝500MHzとすると、OSC1
として2500MHzの信号を発振させ、IF1として
3000MHzの信号を作り出す。第１混合器５で変換
された信号のうち、3000MHzの信号は狭帯域バン
ドパスフイルタ７で選択され、第２混合器９で、
イメージ妨害となる信号およびOSC1の高調波成
分等が減衰され、第１中間周波増幅器８で増幅さ
れた後、第２混合器９に入力される。第２混合器
９では、第１中間周波信号が第２局部発振器１０
の発振信号（以下OSC2と記す）により第２の中
間周波信号、すなわち、通常の中間周波信号（以
下IFと記す）に変換される。中間周波信号の周
波数が57MHzの場合、OSC2は3057MHzである。
この様にして得られた中間周波信号（IF）は中
間周波増幅器１１で選択的に増幅され、中間周波
信号出力端子１２より出力される。
ここで、中間周波信号の周波数IFは(1)式で表
わすことができる。
わすことができる。
IF＝OSC2−（RF＋OSC1） ―(1)
(1)式の周波数関係から周囲温度Ｔが△Ｔだけ変
動した場合のIFの変動△IFはOSC2，OSC1
の変動を△OSC2，△OSC1とすると(2)式で表わ
すことができる。
動した場合のIFの変動△IFはOSC2，OSC1
の変動を△OSC2，△OSC1とすると(2)式で表わ
すことができる。
△IF＝△OSC2−OSC1 ―(2)
(2)式から、中間周波信号の周波数IFの変動
は、OSC2およびOSC1の変動が等しければ、
OSC2あるいはOSC1の各々の変動が大きくても十
分に少なくすることが可能である。なお、△OS
Ｃ２，△OSC1はそれぞれOSC2，OSC1の大きさ
に依存するのでOSC2とOSC1はほぼ同程度でな
ければならない。
は、OSC2およびOSC1の変動が等しければ、
OSC2あるいはOSC1の各々の変動が大きくても十
分に少なくすることが可能である。なお、△OS
Ｃ２，△OSC1はそれぞれOSC2，OSC1の大きさ
に依存するのでOSC2とOSC1はほぼ同程度でな
ければならない。
また、中間周波信号の出力レベルは狭帯域バン
ドパスフイルタ７と第２局部発振器１０の周波数
関係で決定される。つまり、狭帯域バンドパスフ
イルタ７の通過帯中心周波数IF1で(1)式を表わ
すと、(3)式の通りとなり、(3)式の温度変動に対す
る変動は(4)式で表わされるので、狭帯域バンドパ
スフイルタの通過帯の周波数変動△IF1と第２
局部発振周波数変動△OSC2が等しく、かつ、
IF1とOSC2がほぼ同程度であれば中間周波信号
の出力レベルの変動は十分少なくすることが可能
である。
ドパスフイルタ７と第２局部発振器１０の周波数
関係で決定される。つまり、狭帯域バンドパスフ
イルタ７の通過帯中心周波数IF1で(1)式を表わ
すと、(3)式の通りとなり、(3)式の温度変動に対す
る変動は(4)式で表わされるので、狭帯域バンドパ
スフイルタの通過帯の周波数変動△IF1と第２
局部発振周波数変動△OSC2が等しく、かつ、
IF1とOSC2がほぼ同程度であれば中間周波信号
の出力レベルの変動は十分少なくすることが可能
である。
IF＝OSC2−IF1 ―(3)
△IF＝△OSC2−△IF1 ―(4)
以上の説明から、第１局部発振器６、狭帯域バ
ンドパスフイルタ７および第２局部発振器１０の
温度変動に対する周波数変動がそれぞれ等しけれ
ば、各々の変動量が大きくても中間周波数の変動
および中間周波信号出力レベルの変動を十分に少
なくすることができる。
ンドパスフイルタ７および第２局部発振器１０の
温度変動に対する周波数変動がそれぞれ等しけれ
ば、各々の変動量が大きくても中間周波数の変動
および中間周波信号出力レベルの変動を十分に少
なくすることができる。
第１中間周波数IF1は第１混合器で発生する
妨害を避けるために、通常、RF信号周波数の２
倍以上あるいは４倍以上に設定される。したがつ
て、IF1としては前述した例の様に、3GHz帯の
周波数に設定される。この場合には、OSC1は
2100〜2950MHz、OSC2は3057MHzとなり、いず
れもマイクロストリツプ線路を用いたいわゆる
MIC回路で構成するのが適しており、アルミナセ
ラミツク基板等の高誘電率基板を使用することで
回路の小形化が図れる。したがつて、従来のチユ
ーナの様にコンデンサあるいはコイル部品等を使
用しないで、マイクロストリツプ線路で回路構成
が可能なため量産性の向上が可能である。
妨害を避けるために、通常、RF信号周波数の２
倍以上あるいは４倍以上に設定される。したがつ
て、IF1としては前述した例の様に、3GHz帯の
周波数に設定される。この場合には、OSC1は
2100〜2950MHz、OSC2は3057MHzとなり、いず
れもマイクロストリツプ線路を用いたいわゆる
MIC回路で構成するのが適しており、アルミナセ
ラミツク基板等の高誘電率基板を使用することで
回路の小形化が図れる。したがつて、従来のチユ
ーナの様にコンデンサあるいはコイル部品等を使
用しないで、マイクロストリツプ線路で回路構成
が可能なため量産性の向上が可能である。
マイクロストリツプ線路が用いられた第１局部
発振器、狭帯域バンドパスフイルタおよび第２局
部発振器の共振器として、第２図に示された様な
接地端短縮形の共振器が考えられる。この共振器
においては、能動素子等をリアクタンス素子とし
てコンデンサC2１３と仮定し、短縮形接地端マ
イクロストリツプ共振器（特性インピーダンス
Z1、長さl1）１５とコンデンサC1１４とで全体の
共振周波数０が決められるものである。この共
振周波数０は次式で表わすことができる。
発振器、狭帯域バンドパスフイルタおよび第２局
部発振器の共振器として、第２図に示された様な
接地端短縮形の共振器が考えられる。この共振器
においては、能動素子等をリアクタンス素子とし
てコンデンサC2１３と仮定し、短縮形接地端マ
イクロストリツプ共振器（特性インピーダンス
Z1、長さl1）１５とコンデンサC1１４とで全体の
共振周波数０が決められるものである。この共
振周波数０は次式で表わすことができる。
(5)式においてC0は光速、Ｚは√・Z1であ
る。εは実効誘電率であり、比誘電率をεｒ，基
板の厚さをｈ、マイクロストリツプ線範の幅をω
とすると次式で与えられる。
る。εは実効誘電率であり、比誘電率をεｒ，基
板の厚さをｈ、マイクロストリツプ線範の幅をω
とすると次式で与えられる。
ε＝εｒ＋１／２＋εｒ−１／２・（１＋10ｈ／ω）
〓―(6) なお、(5)式ではl1が１／４波長に比べて短かいとし た。
〓―(6) なお、(5)式ではl1が１／４波長に比べて短かいとし た。
(5)式から明らかな様に、共振周波数０の温度
変動を考えた場合に、Ｚおよびl1等の基板形状の
温度変化に依存する変動が十分に少ないとする
と、コンデンサC1およびC2の温度変動が支配的
になることがわかる。したがつて、前述した様に
IFの温度変動を少なくするには、第１局部発振
器、狭帯域バンドパスフイルタおよび第２局部発
振器に用いるそれぞれのC1およびC2に相当する
コンデンサの温度係数の最適化を図る必要があ
り、しかも、周波数帯が２〜3GHz帯であること
から実際の回路構成では相当に困難と考えられ
る。
変動を考えた場合に、Ｚおよびl1等の基板形状の
温度変化に依存する変動が十分に少ないとする
と、コンデンサC1およびC2の温度変動が支配的
になることがわかる。したがつて、前述した様に
IFの温度変動を少なくするには、第１局部発振
器、狭帯域バンドパスフイルタおよび第２局部発
振器に用いるそれぞれのC1およびC2に相当する
コンデンサの温度係数の最適化を図る必要があ
り、しかも、周波数帯が２〜3GHz帯であること
から実際の回路構成では相当に困難と考えられ
る。
本発明の目的は上記した欠点をなくし、温度特
性が良好なダブルスーパーヘテロダイン方式チユ
ーナの回路構成を提供するものである。
性が良好なダブルスーパーヘテロダイン方式チユ
ーナの回路構成を提供するものである。
本発明では、前述した短縮形マイクロストリツ
プ線路を用いないで、マイクロストリツプ共振器
を構成し、基板の誘電率の温度係数が支配的にな
るようにしダブルスーパーヘテロダイン方式チユ
ーナの温度特性を良好ならしめるものである。
プ線路を用いないで、マイクロストリツプ共振器
を構成し、基板の誘電率の温度係数が支配的にな
るようにしダブルスーパーヘテロダイン方式チユ
ーナの温度特性を良好ならしめるものである。
第３図に本発明の実施例を説明するための狭帯
域バンドパスフイルタのマイクロストリツプ線路
構成のうちパターン面の線路構成を示す。１６は
第１中間周波信号入力端子、１７は出力端子、１
８は入力線路、１９は出力線路、２０は１／２波長相 当共振器である。この狭帯域バンドパスフイルタ
は１／２波長相当共振器２０の共振と１／２波長相当共
振器 ２０同志の相互誘導結合により、第１中間周波数
帯を3dB帯域幅18〜20MHzで通過させる狭帯域バ
ンドパスフイルタ特性を示し、さらに、入力線路
１８と出力線路１９の開放端の結合容易と前述の
相互誘導により、通過帯の上側および下側に60〜
70dBの減衰度をもつトラツプが形成され、これ
が第２混合回路で発生するイメージ妨害の抑圧を
与える。
域バンドパスフイルタのマイクロストリツプ線路
構成のうちパターン面の線路構成を示す。１６は
第１中間周波信号入力端子、１７は出力端子、１
８は入力線路、１９は出力線路、２０は１／２波長相 当共振器である。この狭帯域バンドパスフイルタ
は１／２波長相当共振器２０の共振と１／２波長相当共
振器 ２０同志の相互誘導結合により、第１中間周波数
帯を3dB帯域幅18〜20MHzで通過させる狭帯域バ
ンドパスフイルタ特性を示し、さらに、入力線路
１８と出力線路１９の開放端の結合容易と前述の
相互誘導により、通過帯の上側および下側に60〜
70dBの減衰度をもつトラツプが形成され、これ
が第２混合回路で発生するイメージ妨害の抑圧を
与える。
このバンドパスフイルタの一方の共振器を等価
回路で表わすと第４図の様になる。第４図におい
て、２１は第３図の入力端子１６（出力端子１
７）あるいは入力線路１８（出力線路１９）に接
続される接続点、２２は１／２波長相当マイクロスト リツプ共振器２０と入力線路１８あるいは出力線
路１９との結合容量C3、２３は１／２波長相当マイク ロストリツプ共振器（特性インピーダンスZ2、長
さl2）で開放端構成である。
回路で表わすと第４図の様になる。第４図におい
て、２１は第３図の入力端子１６（出力端子１
７）あるいは入力線路１８（出力線路１９）に接
続される接続点、２２は１／２波長相当マイクロスト リツプ共振器２０と入力線路１８あるいは出力線
路１９との結合容量C3、２３は１／２波長相当マイク ロストリツプ共振器（特性インピーダンスZ2、長
さl2）で開放端構成である。
この等価回路の共振周波数０は近次的に次式
で表わされる。
で表わされる。
(7)式において、C0は光速、εは実効誘電率、l2
は１／２波長相当のマイクロストリツプの長さであ る。
は１／２波長相当のマイクロストリツプの長さであ る。
(7)式から狭帯域バンドパスフイルタの通過帯中
心周波数IF1の温度による変動は、長さl2の変
動による分を十分に少ないとすると実効誘電率ε
の温度係数が支配的となる。なお、基板としてア
ルミナセラミツクを用い、導体を銅を主成分とす
る導体ペーストをマスク印刷、焼成あるいは印
刷、焼成後エツチングによりマイクロストリツプ
線路を形成して成る構成とした場合、アルミナセ
ラミツク基板と銅の導体とは結合が強固であり、
膨張率の差による基板と導体のすべりがないこと
から、長さl2の温度による変化はアルミナセラミ
ツクの線膨張係数で決定されることになり、しか
も、この線膨張係数はアルミナセラミツク基板の
誘電率温度係数の、＋100ppm／℃に比べ＋７〜
＋8ppm／℃と小さく、したがつて、実効誘電率
の温度係数が支配的であることがわかる。
心周波数IF1の温度による変動は、長さl2の変
動による分を十分に少ないとすると実効誘電率ε
の温度係数が支配的となる。なお、基板としてア
ルミナセラミツクを用い、導体を銅を主成分とす
る導体ペーストをマスク印刷、焼成あるいは印
刷、焼成後エツチングによりマイクロストリツプ
線路を形成して成る構成とした場合、アルミナセ
ラミツク基板と銅の導体とは結合が強固であり、
膨張率の差による基板と導体のすべりがないこと
から、長さl2の温度による変化はアルミナセラミ
ツクの線膨張係数で決定されることになり、しか
も、この線膨張係数はアルミナセラミツク基板の
誘電率温度係数の、＋100ppm／℃に比べ＋７〜
＋8ppm／℃と小さく、したがつて、実効誘電率
の温度係数が支配的であることがわかる。
第５図に１／２波長相当マイクロストリツプ共振器
が用いられた第２局部発振器の回路図および第６
図にその等価回路を示す。
図にその等価回路を示す。
第５図において、２４は１／２波長相当マイクロス
トリツプ共振器、２５はGa As MES FETのゲ
ート（Ｇ）取り付けパターン、２６はダンピング
抵抗、２７は１／４波長相当マイクロストリツプ線路 で構成されたチヨークコイル、２８はGa As
MES FET、２９はFETを負性抵抗状態に保つ
インピーダンスを与えるマイクロストリツプ線
路、３０はFETの自己バイアスを与えるソース
（Ｓ）抵抗、３１はチヨークコイル２７と同等の
特性を有するマイクロストリツプ線路で構成され
たチヨークコイル、３２はFETの負荷インピー
ダンスの一部となるインダクタ、３３は保護抵
抗、３４はチヨークコイル２７および３１と同じ
構成、同じ機能のチヨークコイル、３５は直流阻
止コンデンサ、３６は電圧供給端子、３７は
FETの負荷インピーダンスの一部となるコンデ
ンサ、３８は発振出力端子、３９はギヤツプであ
る。
ート（Ｇ）取り付けパターン、２６はダンピング
抵抗、２７は１／４波長相当マイクロストリツプ線路 で構成されたチヨークコイル、２８はGa As
MES FET、２９はFETを負性抵抗状態に保つ
インピーダンスを与えるマイクロストリツプ線
路、３０はFETの自己バイアスを与えるソース
（Ｓ）抵抗、３１はチヨークコイル２７と同等の
特性を有するマイクロストリツプ線路で構成され
たチヨークコイル、３２はFETの負荷インピー
ダンスの一部となるインダクタ、３３は保護抵
抗、３４はチヨークコイル２７および３１と同じ
構成、同じ機能のチヨークコイル、３５は直流阻
止コンデンサ、３６は電圧供給端子、３７は
FETの負荷インピーダンスの一部となるコンデ
ンサ、３８は発振出力端子、３９はギヤツプであ
る。
この発振回路は、FET２８のソースに所定の
インピーダンスを呈する開放端マイクロストリツ
プ線路が接続され、インダクタ３２およびコンデ
ンサ３７を介して50Ω負荷を接続した状態で
FETのゲートから見たインピーダンスが負性抵
抗を呈する様して、FET側のリアクタンスと１／２波 長相当マイクロストリツプ共振器２４およびギヤ
ツプ３９の容量とで所定の発振周波数で発振動作
を起こさせるものである。発振周波数はほぼ１／２波 長マイクロストリツプ共振器２４の共振周波数と
なる。
インピーダンスを呈する開放端マイクロストリツ
プ線路が接続され、インダクタ３２およびコンデ
ンサ３７を介して50Ω負荷を接続した状態で
FETのゲートから見たインピーダンスが負性抵
抗を呈する様して、FET側のリアクタンスと１／２波 長相当マイクロストリツプ共振器２４およびギヤ
ツプ３９の容量とで所定の発振周波数で発振動作
を起こさせるものである。発振周波数はほぼ１／２波 長マイクロストリツプ共振器２４の共振周波数と
なる。
第５図の発振回路の等価回路を表わす第５図は
１／２波長相当のマイクロストリツプ共振器４２を特 性インピーダンスZ3、長さl3で表わし、ギヤツプ
の容量をコンデンサC5４１で、FET側のリアク
タンスをコンデンサC4４０でそれぞれ表わし
た。この回路における発振周波数０は近似的に
次式で表わすことができる。
１／２波長相当のマイクロストリツプ共振器４２を特 性インピーダンスZ3、長さl3で表わし、ギヤツプ
の容量をコンデンサC5４１で、FET側のリアク
タンスをコンデンサC4４０でそれぞれ表わし
た。この回路における発振周波数０は近似的に
次式で表わすことができる。
ここで、C0は光速、εは実効誘電率である。
さらに(8)式において、C4およびC5が小さいと
仮定すると(8)式は(9)式の様に近似できる。
仮定すると(8)式は(9)式の様に近似できる。
(9)式において、l3の温度変動に対する変化が少
ないとすると、発振周波数０の温度変動は実効
誘電率εの温度係数が支配的となる。
ないとすると、発振周波数０の温度変動は実効
誘電率εの温度係数が支配的となる。
上記で説明した様に、狭帯域バンドパスフイル
タおよび第２局部発振回路を１／２波長相当のマイク ロストリツプ共振器で構成した場合、狭帯域バン
ドパスフイルタの通過帯域中心周波数IF1およ
び第２局部発振周波数OSC2の温度変動に対する
変動は基板として用いる誘電体の誘電率の温度係
数がほぼ支配的となり、狭帯域バンドパスフイル
タおよび第２局部発振器を誘電率がほぼ等しく、
その誘電率の温度係数がほぼ等しい誘電体基板上
に、マイクロストリツプ線路導体の線膨張が阻止
される様な構成、つまり、厚膜印刷技術等により
アルミナセラミツク基板上にマイクロストリツプ
線路導体を形成する様な構成にした場合、導体の
線膨張をアルミナセラミツクの線膨張に等しく、
かつ、十分少なくでき、したがつて、中間周波信
号出力IFの出力レベル変動の十分に少ないチユ
ーナとすることが可能である。
タおよび第２局部発振回路を１／２波長相当のマイク ロストリツプ共振器で構成した場合、狭帯域バン
ドパスフイルタの通過帯域中心周波数IF1およ
び第２局部発振周波数OSC2の温度変動に対する
変動は基板として用いる誘電体の誘電率の温度係
数がほぼ支配的となり、狭帯域バンドパスフイル
タおよび第２局部発振器を誘電率がほぼ等しく、
その誘電率の温度係数がほぼ等しい誘電体基板上
に、マイクロストリツプ線路導体の線膨張が阻止
される様な構成、つまり、厚膜印刷技術等により
アルミナセラミツク基板上にマイクロストリツプ
線路導体を形成する様な構成にした場合、導体の
線膨張をアルミナセラミツクの線膨張に等しく、
かつ、十分少なくでき、したがつて、中間周波信
号出力IFの出力レベル変動の十分に少ないチユ
ーナとすることが可能である。
次に中間周波信号出力IFの周波数の温度特性
について述べる。前述した様に、狭帯域バンドパ
スフイルタおよび第２局部発振器の共振器として
１／２波相当のマイクロストリツプ共振器を基板の誘 電率および誘電率の温度係数がほぼ等しいものに
構成することで、両者の周波数の温度係数をほぼ
等しくできるので、中間周波信号出力TFの温度
特性を良好にするには第１局部発振器として、第
２図の等価で説明した様な短縮形の接地端マイク
ロストリツプ共振器を用いた場合もコンデンサ
C1およびC2に相当するコンデンサの最適化を第
１局部発振器についてのみ考慮すれば良いので回
路設計は容易になる。しかし、第１局部発振器は
希望受信RF信号の周波数RFに応じてその発振
周波数を変化させる必要があり、第２図における
C1に相当するコンデンサをパラクタダイオード
等の可変容量素子で構成する必要がある。この
時、パラクタダイオードとしては自己共振周波数
が発振周波数帯域内に入らない様な、たとえば、
容量値の小さなバラクタを選択する必要がある。
第２図の等価回路で、C2を2pFとし、パラクタダ
イオードの容量C1を0.5〜3pFとして、C1が0.5pF
の時、発振周波数が3GHzになる様にマイクロス
トリツプ線路の長さl1を決定し、C1を3pFまで変
化させた時の発振周波数の変化を計算すると第７
図破線Ａで示す様な結果になる。第７図は横軸が
パラクタダイオードの容量C1、縦軸が発振周波
数０である。同図で発振周波数はC1の最大容
量の時に2.3GHzで、所要の2GHzまで変化させる
ことはできない。また、C2の容量値を少なくす
ることで多少の周波数変化の増加は可能である
が、C2は能動素子および温度補償用に外部に所
定の温度係数のコンデンサを付加する必要がある
ことなどから、所定の周波数変化範囲を得ること
は不可能である。そこで、第８図に示すような共
振回路について共振周波数の変化を計算してみ
る。第８図で６１は能動素子に相当するコンデン
サC6、６２はほぼ１／４波長相当のマイクロストリツ プ共振器（特性インピーダンスZ4、長さl4）、６
３はバラクタダイオードの容量に相当するコンデ
ンサC1である。第８図において、C6を2PF、C1
を0.5PF〜1.5PFまで変化させた時の共振癒波数
０の変化の計算結果を第７図の実線Ｂに示す。
C1が0.5PFの時に3GHzに共振する様に長さl4を設
定し、C1を1.5PFまで変えた時、０は1.6GHzま
で変化させることができ、第１局部発振器の発振
周波数の変化に要求される２〜3GHzの変化を得
ることができる。また、温度補償コンデンサある
いは実装時の浮遊容量を想定した計算結果を第７
図のＣおよびＤに示す。Ｃは第８図のコンデンサ
C6に1PFを、C1に0.5PFをそれぞれ並列に付加し
た場合の周波数変化で、この場合も所定の変化量
が得られる。さらに、C6に2PFを付加した場合の
周波数変化を示す第７図のＤの場合にもほぼ所定
の周波数変化を得ることができる。この様に第８
図に示す様な回路方式の第１局部発振器を構成し
た場合には、狭帯域バンドパスフイルタおよび第
２局部発振器の温度特性に、その温度特性を合せ
る様に補償用コンデンサ等による温度補償を与え
た上で所定の発振周波数変化の得られる第１局発
振器が構成できる。第８図の共振回路を用いて第
１局部発振器を構成すると第９図に示す様な発振
回路になる。４３は１／４波長相当のマイクロストリ ツプ線路からなるチヨークコイル、４４はバラク
タダイオード、４５はマイクロストリツプ線路か
ら成るチヨークコイル、４６は抵抗、４７は直流
阻止コンデンサ、４８はバラクタダイオード４４
に電圧を印加する電圧端子、４９は１／４波長相当の マイクロストリツプ線路、５０はGa As MES
FET、５１はFETのソースにインピーダンスを
与える開放端マイクロストリツプ線路、５２は
FETに自己バイアスを与える抵抗、５３は１／４波長 相当マイクロストリツプ線路から成るチヨークコ
イル、５４はインダクタ、５５は保護抵抗、５６
は１／４波長相当マイクロストリツプ線路から成るチ ヨークコイル、５７は直流阻止コンデンサ、５８
は電圧供給端子、５９はコンデンサ、６０は発振
出力端子である。この発振器の発振原理は第５図
に示した第２局部発振器の場合と同等で、FET
のゲートにバラクタダイオード４４の直列接続と
マイクロストリツプ共振器４９が接続されたもの
で、バラクタダイオード４４が直列接続されるこ
とにより、発振電力がバラクタダイオード４４に
より整流されて、そのバラクタダイオード４４の
両端に現われる整流電圧を相殺して、電圧端子４
８から供給される電圧が低い場合に、実際にバラ
クタダイオード４４に加わる電圧を供給電圧にほ
ぼ等しい電圧にすることを目的とし、これによつ
て、周波数変化範囲が狭くなるのを防ぐことがで
きる。
について述べる。前述した様に、狭帯域バンドパ
スフイルタおよび第２局部発振器の共振器として
１／２波相当のマイクロストリツプ共振器を基板の誘 電率および誘電率の温度係数がほぼ等しいものに
構成することで、両者の周波数の温度係数をほぼ
等しくできるので、中間周波信号出力TFの温度
特性を良好にするには第１局部発振器として、第
２図の等価で説明した様な短縮形の接地端マイク
ロストリツプ共振器を用いた場合もコンデンサ
C1およびC2に相当するコンデンサの最適化を第
１局部発振器についてのみ考慮すれば良いので回
路設計は容易になる。しかし、第１局部発振器は
希望受信RF信号の周波数RFに応じてその発振
周波数を変化させる必要があり、第２図における
C1に相当するコンデンサをパラクタダイオード
等の可変容量素子で構成する必要がある。この
時、パラクタダイオードとしては自己共振周波数
が発振周波数帯域内に入らない様な、たとえば、
容量値の小さなバラクタを選択する必要がある。
第２図の等価回路で、C2を2pFとし、パラクタダ
イオードの容量C1を0.5〜3pFとして、C1が0.5pF
の時、発振周波数が3GHzになる様にマイクロス
トリツプ線路の長さl1を決定し、C1を3pFまで変
化させた時の発振周波数の変化を計算すると第７
図破線Ａで示す様な結果になる。第７図は横軸が
パラクタダイオードの容量C1、縦軸が発振周波
数０である。同図で発振周波数はC1の最大容
量の時に2.3GHzで、所要の2GHzまで変化させる
ことはできない。また、C2の容量値を少なくす
ることで多少の周波数変化の増加は可能である
が、C2は能動素子および温度補償用に外部に所
定の温度係数のコンデンサを付加する必要がある
ことなどから、所定の周波数変化範囲を得ること
は不可能である。そこで、第８図に示すような共
振回路について共振周波数の変化を計算してみ
る。第８図で６１は能動素子に相当するコンデン
サC6、６２はほぼ１／４波長相当のマイクロストリツ プ共振器（特性インピーダンスZ4、長さl4）、６
３はバラクタダイオードの容量に相当するコンデ
ンサC1である。第８図において、C6を2PF、C1
を0.5PF〜1.5PFまで変化させた時の共振癒波数
０の変化の計算結果を第７図の実線Ｂに示す。
C1が0.5PFの時に3GHzに共振する様に長さl4を設
定し、C1を1.5PFまで変えた時、０は1.6GHzま
で変化させることができ、第１局部発振器の発振
周波数の変化に要求される２〜3GHzの変化を得
ることができる。また、温度補償コンデンサある
いは実装時の浮遊容量を想定した計算結果を第７
図のＣおよびＤに示す。Ｃは第８図のコンデンサ
C6に1PFを、C1に0.5PFをそれぞれ並列に付加し
た場合の周波数変化で、この場合も所定の変化量
が得られる。さらに、C6に2PFを付加した場合の
周波数変化を示す第７図のＤの場合にもほぼ所定
の周波数変化を得ることができる。この様に第８
図に示す様な回路方式の第１局部発振器を構成し
た場合には、狭帯域バンドパスフイルタおよび第
２局部発振器の温度特性に、その温度特性を合せ
る様に補償用コンデンサ等による温度補償を与え
た上で所定の発振周波数変化の得られる第１局発
振器が構成できる。第８図の共振回路を用いて第
１局部発振器を構成すると第９図に示す様な発振
回路になる。４３は１／４波長相当のマイクロストリ ツプ線路からなるチヨークコイル、４４はバラク
タダイオード、４５はマイクロストリツプ線路か
ら成るチヨークコイル、４６は抵抗、４７は直流
阻止コンデンサ、４８はバラクタダイオード４４
に電圧を印加する電圧端子、４９は１／４波長相当の マイクロストリツプ線路、５０はGa As MES
FET、５１はFETのソースにインピーダンスを
与える開放端マイクロストリツプ線路、５２は
FETに自己バイアスを与える抵抗、５３は１／４波長 相当マイクロストリツプ線路から成るチヨークコ
イル、５４はインダクタ、５５は保護抵抗、５６
は１／４波長相当マイクロストリツプ線路から成るチ ヨークコイル、５７は直流阻止コンデンサ、５８
は電圧供給端子、５９はコンデンサ、６０は発振
出力端子である。この発振器の発振原理は第５図
に示した第２局部発振器の場合と同等で、FET
のゲートにバラクタダイオード４４の直列接続と
マイクロストリツプ共振器４９が接続されたもの
で、バラクタダイオード４４が直列接続されるこ
とにより、発振電力がバラクタダイオード４４に
より整流されて、そのバラクタダイオード４４の
両端に現われる整流電圧を相殺して、電圧端子４
８から供給される電圧が低い場合に、実際にバラ
クタダイオード４４に加わる電圧を供給電圧にほ
ぼ等しい電圧にすることを目的とし、これによつ
て、周波数変化範囲が狭くなるのを防ぐことがで
きる。
以上で説明した様に、第１局部発振器として、
第９図に示す様な構成とすることで、狭帯域バン
ドパスフイルタおよび第２局部発振器の周波数温
度特性に合う様な温度補償を外部から付加した温
度補償用コンデンサで行ない、かつ、発振周波数
の変化範囲を十分に得ることが可能となる。した
がつて、中間周波信号の周波数およびレベルの温
度変動に対する安定度を容易に得ることが可能と
なる。
第９図に示す様な構成とすることで、狭帯域バン
ドパスフイルタおよび第２局部発振器の周波数温
度特性に合う様な温度補償を外部から付加した温
度補償用コンデンサで行ない、かつ、発振周波数
の変化範囲を十分に得ることが可能となる。した
がつて、中間周波信号の周波数およびレベルの温
度変動に対する安定度を容易に得ることが可能と
なる。
第１局部発振器の場合、第８図に示した等価回
路を用いてその共振周波数０を近似的に求める
と次式の様になる。
路を用いてその共振周波数０を近似的に求める
と次式の様になる。
ここで、C0は光速、εは実効誘電率、Ｚ＝√
・Z4である。
・Z4である。
(10)式の場合、第２図の等価回路の、短縮形のマ
イクロストリツプ共振器に比べ実効誘電率の寄与
があり、C1およびC6の温度に対する変動が実効
誘電率との温度変動に近い値、つまり、C1およ
びC6の容量値のうち、誘電体基板によつて得ら
れる容量値の割合を大きくすれば、共振周波数
０の温度変動による変動を誘電率の温度係数が支
配的になるようにでき、外部から温度補償用のコ
ンデンサを特別に付加しなくても、狭帯域バンド
パスフイルタおよび第２局部発振器の温度特性に
近い温度特性とすることができる。つまり、C1
あるいはC6に付加する容量を狭帯域バンドパス
フイルタおよび第２局部発振器を構成する誘電体
基板とほぼ同等の誘電率、ほぼ同等の誘電率温度
係数を有する基板面上あるいは、湿式多層厚膜基
板技術により、たとえば、アルミナセラミツク基
板内に形成することにより実現できるし、また、
浮遊容量を利用することもできる。
イクロストリツプ共振器に比べ実効誘電率の寄与
があり、C1およびC6の温度に対する変動が実効
誘電率との温度変動に近い値、つまり、C1およ
びC6の容量値のうち、誘電体基板によつて得ら
れる容量値の割合を大きくすれば、共振周波数
０の温度変動による変動を誘電率の温度係数が支
配的になるようにでき、外部から温度補償用のコ
ンデンサを特別に付加しなくても、狭帯域バンド
パスフイルタおよび第２局部発振器の温度特性に
近い温度特性とすることができる。つまり、C1
あるいはC6に付加する容量を狭帯域バンドパス
フイルタおよび第２局部発振器を構成する誘電体
基板とほぼ同等の誘電率、ほぼ同等の誘電率温度
係数を有する基板面上あるいは、湿式多層厚膜基
板技術により、たとえば、アルミナセラミツク基
板内に形成することにより実現できるし、また、
浮遊容量を利用することもできる。
第９図の第１局部発振回路では特に外部付加容
量を明確にしていないが、同回路を湿式多層セラ
ミツク基板等を用い構成した場合、バラクタダイ
オード４４あるいはGa As MES FET５０の取
り付けパターン等とアースの間に浮遊容量が必然
的に入るとになり、この結果、基板誘電率と同じ
温度係数のコンデンサ容量のC1およびC6に占め
る割が多くなり、結果として、第１局部発振器の
発振周波数の温度特性が狭帯域バンドパスフイル
タおよび第２局部発振器の周波数温度特性に近く
なり、中間周波数信号の温度特性が良好になるこ
とが考えられる。
量を明確にしていないが、同回路を湿式多層セラ
ミツク基板等を用い構成した場合、バラクタダイ
オード４４あるいはGa As MES FET５０の取
り付けパターン等とアースの間に浮遊容量が必然
的に入るとになり、この結果、基板誘電率と同じ
温度係数のコンデンサ容量のC1およびC6に占め
る割が多くなり、結果として、第１局部発振器の
発振周波数の温度特性が狭帯域バンドパスフイル
タおよび第２局部発振器の周波数温度特性に近く
なり、中間周波数信号の温度特性が良好になるこ
とが考えられる。
以上で説明した第１局部発振器および第２局部
発振器を第９図および第５図に示した回路を用い
て、タングステンを主成分とする導体ペーストと
アルミナを主成分とする誘電体ペーストを、アル
ミナ誘電体ペーストと同一誘電率、同一成分の未
焼成アルミナセラミツク基板の表裏にそれぞれ交
互に印刷、焼成し、誘電体基板を形成し、さら
に、この基板の表裏に銅を主成分とする導体ペー
ストをそれぞれ印刷、焼成して後、マイクロスト
リツプ線路等をエツチングにより形成することで
実装回路とし、第３図に示した狭帯域バンドパス
フイルタと同一回路のフイルタを、前述の誘電体
基板とは別のほぼ同等の誘電率および誘電率温度
係数をもつアルミナセラミツク基板に銅を主成分
とする導体ペーストにより厚膜印刷技術により形
成し、ダブルスーパーヘテロダインチユーナとし
て中間周波信号の温度特性および第１、第２局部
発振器の発振周波数の温度特性、バンドパスフイ
ルタの温度特性を実測した結果を次に説明する。
なお、本チユーナは第１図のブロツク図に示した
回路構成をもち、入力バンドパスフイルタ２、可
変減衰器３、RF広帯域増幅器４、第１混合器
５、第１局部発振器６、第１中間周波増幅器８、
第２混合器９、第２局部発振器１０、第２中間周
波増幅器１１は前述の湿式多層厚膜技術と鋼を用
いた厚膜技術によりそれぞれの回路を同一基板上
に構成され、狭帯域バンドパスフイルタ７は、別
の基板に銅を用いた厚膜技術により構成されたも
のである。湿式厚膜技術で形成した基板の比誘電
率は約8.5、その温度係数は約＋100ppm／℃、線
膨張係数は約＋8ppm／℃であり、狭帯域バンド
パスフイルタ基板の誘電率は約9.5、その温度係
数は約＋100ppm／℃、線膨張係数は約＋
8ppm／℃である。各回路の抵抗は厚膜印刷技術
により形成され、さらに、大容量コンデンサ以外
の小容量コンデンサは湿式多層厚膜基板を利用し
て形成され、第１および第２局部発振器の能動素
子は同種のGa As MES FETが用いられた。第
１および第２の局部発振器の能動素子として同種
のFETを用いられたのは両者の温度特性に与え
る要因の差をなくすことと、低消費電力動作によ
る安定化を図るためである。第１局部発振器のマ
イクロストリツプ共振器の長さl3は約10mm、第２
局部発振器のマイクロストリツプ共振器の長さl4
は約19mm、狭帯域バンドパスフイルタのマイクロ
ストリツプ共振器の長さl2は約18mmである。
発振器を第９図および第５図に示した回路を用い
て、タングステンを主成分とする導体ペーストと
アルミナを主成分とする誘電体ペーストを、アル
ミナ誘電体ペーストと同一誘電率、同一成分の未
焼成アルミナセラミツク基板の表裏にそれぞれ交
互に印刷、焼成し、誘電体基板を形成し、さら
に、この基板の表裏に銅を主成分とする導体ペー
ストをそれぞれ印刷、焼成して後、マイクロスト
リツプ線路等をエツチングにより形成することで
実装回路とし、第３図に示した狭帯域バンドパス
フイルタと同一回路のフイルタを、前述の誘電体
基板とは別のほぼ同等の誘電率および誘電率温度
係数をもつアルミナセラミツク基板に銅を主成分
とする導体ペーストにより厚膜印刷技術により形
成し、ダブルスーパーヘテロダインチユーナとし
て中間周波信号の温度特性および第１、第２局部
発振器の発振周波数の温度特性、バンドパスフイ
ルタの温度特性を実測した結果を次に説明する。
なお、本チユーナは第１図のブロツク図に示した
回路構成をもち、入力バンドパスフイルタ２、可
変減衰器３、RF広帯域増幅器４、第１混合器
５、第１局部発振器６、第１中間周波増幅器８、
第２混合器９、第２局部発振器１０、第２中間周
波増幅器１１は前述の湿式多層厚膜技術と鋼を用
いた厚膜技術によりそれぞれの回路を同一基板上
に構成され、狭帯域バンドパスフイルタ７は、別
の基板に銅を用いた厚膜技術により構成されたも
のである。湿式厚膜技術で形成した基板の比誘電
率は約8.5、その温度係数は約＋100ppm／℃、線
膨張係数は約＋8ppm／℃であり、狭帯域バンド
パスフイルタ基板の誘電率は約9.5、その温度係
数は約＋100ppm／℃、線膨張係数は約＋
8ppm／℃である。各回路の抵抗は厚膜印刷技術
により形成され、さらに、大容量コンデンサ以外
の小容量コンデンサは湿式多層厚膜基板を利用し
て形成され、第１および第２局部発振器の能動素
子は同種のGa As MES FETが用いられた。第
１および第２の局部発振器の能動素子として同種
のFETを用いられたのは両者の温度特性に与え
る要因の差をなくすことと、低消費電力動作によ
る安定化を図るためである。第１局部発振器のマ
イクロストリツプ共振器の長さl3は約10mm、第２
局部発振器のマイクロストリツプ共振器の長さl4
は約19mm、狭帯域バンドパスフイルタのマイクロ
ストリツプ共振器の長さl2は約18mmである。
第１０図は狭帯域バンドパスフイルタと第２局
部発振器の温度特性を示したものである。図にお
いて横軸は周囲温度、縦軸は周波数変化を示した
もので、バンドパスフイルタの特性は実線Ａで、
その通過帯の中心周波数（3000MHz）の変動を表
わしたもので、一点鎖線の特性Ｂは第２局部発振
周波数（3057MHz）の変動を表わしている。図か
ら明らかな様に、実線Ａは約−52ppm／℃、一
点鎖線Ｂは−62ppm／℃とほぼ同程度の変動
で、これは基板の誘電率の温度係数＋100ppm／
℃のほぼ１／２で計算値に近い値となつている。実線 Ａと一点鎖線Ｂの差が10ppm／℃であり、温度
変化20℃当りで約0.6MHzの周波数の差となる。
これは狭帯域バンドパスフイルタの3dB帯域幅が
18〜20MHz、1dB帯域幅で5MHz程度確保されるこ
とから、中間周波信号の出力レベル変動はほぼ無
視出来る値であり問題はない。
部発振器の温度特性を示したものである。図にお
いて横軸は周囲温度、縦軸は周波数変化を示した
もので、バンドパスフイルタの特性は実線Ａで、
その通過帯の中心周波数（3000MHz）の変動を表
わしたもので、一点鎖線の特性Ｂは第２局部発振
周波数（3057MHz）の変動を表わしている。図か
ら明らかな様に、実線Ａは約−52ppm／℃、一
点鎖線Ｂは−62ppm／℃とほぼ同程度の変動
で、これは基板の誘電率の温度係数＋100ppm／
℃のほぼ１／２で計算値に近い値となつている。実線 Ａと一点鎖線Ｂの差が10ppm／℃であり、温度
変化20℃当りで約0.6MHzの周波数の差となる。
これは狭帯域バンドパスフイルタの3dB帯域幅が
18〜20MHz、1dB帯域幅で5MHz程度確保されるこ
とから、中間周波信号の出力レベル変動はほぼ無
視出来る値であり問題はない。
第１１図は第１局部発振器の温度特性を示す図
で、横軸に周囲温度、縦軸に発振周波数の変動を
取り、発振周波数が2100MHz〜2950MHzについて
表わしたもので、バラクタダイオードの、その印
加電圧による接合容量の温度係数の差および発振
周波数差のために発振周波数により温度変化が一
様にならず図示した様な範囲の特性を示す。一点
鎖線で示した平均値の温度係数は約−67ppm／
℃で誘電率のみによる周波数変化である−
50ppm／℃に比べて多少大きな変動となつてい
る。平均値に対する幅は約±13ppm／℃であ
り、中間周波数の温度変化となる第２局部発振周
波数の温度係数−62ppm／℃との差は５− ＋
13ppm／℃で約−0.5MHz〜1.1MHz程度となり、
良好な温度特性が得られることになる。なお、バ
ラクタダイオードは印加電圧0.5V〜27Vに対して
接合容量が4PF〜1PFのものが使用された。
で、横軸に周囲温度、縦軸に発振周波数の変動を
取り、発振周波数が2100MHz〜2950MHzについて
表わしたもので、バラクタダイオードの、その印
加電圧による接合容量の温度係数の差および発振
周波数差のために発振周波数により温度変化が一
様にならず図示した様な範囲の特性を示す。一点
鎖線で示した平均値の温度係数は約−67ppm／
℃で誘電率のみによる周波数変化である−
50ppm／℃に比べて多少大きな変動となつてい
る。平均値に対する幅は約±13ppm／℃であ
り、中間周波数の温度変化となる第２局部発振周
波数の温度係数−62ppm／℃との差は５− ＋
13ppm／℃で約−0.5MHz〜1.1MHz程度となり、
良好な温度特性が得られることになる。なお、バ
ラクタダイオードは印加電圧0.5V〜27Vに対して
接合容量が4PF〜1PFのものが使用された。
第１２図は中間周波信号の周波数温度特性の実
測値をRF信号の50〜900MHzについて表わしたも
のである。横軸は周囲温度、縦軸は中間周波数の
変動である。20℃±20℃で変動量を見ると、０℃
では＋１〜−0.4MHz、40℃では−１〜＋1MHzで
良好な温度特性を示している。この程度の周波数
変動であれば、テレビジヨン受信機のチユーナと
してはAFCによる引き込みが十分に行なわれ
る。通常のテレビジヨン受信機の場合、±2MHz程
度の引き込みが可能であることから本発明のチユ
ーナ構成を採用することにより、狭帯域バンドパ
スフイルタ、第１、第２局部発振器に特別の温度
補償を施こすまでもなく、十分に実用し得る温度
特性のチユーナを得ることが可能である。なお、
周波数の温度特性についてのみ詳述したが、中間
周波出力信号のレベルについても安定な温度特性
が得られたことを付け加えておく。
測値をRF信号の50〜900MHzについて表わしたも
のである。横軸は周囲温度、縦軸は中間周波数の
変動である。20℃±20℃で変動量を見ると、０℃
では＋１〜−0.4MHz、40℃では−１〜＋1MHzで
良好な温度特性を示している。この程度の周波数
変動であれば、テレビジヨン受信機のチユーナと
してはAFCによる引き込みが十分に行なわれ
る。通常のテレビジヨン受信機の場合、±2MHz程
度の引き込みが可能であることから本発明のチユ
ーナ構成を採用することにより、狭帯域バンドパ
スフイルタ、第１、第２局部発振器に特別の温度
補償を施こすまでもなく、十分に実用し得る温度
特性のチユーナを得ることが可能である。なお、
周波数の温度特性についてのみ詳述したが、中間
周波出力信号のレベルについても安定な温度特性
が得られたことを付け加えておく。
なお、ここで述べた実測にはチユーナを４台試
作し、その平均的なデータを示したものであるが
それらのデータバラツキは十分小さく、中間周波
数変動について言うならばAFCの引き込可能範
囲を十分に満足するものである。
作し、その平均的なデータを示したものであるが
それらのデータバラツキは十分小さく、中間周波
数変動について言うならばAFCの引き込可能範
囲を十分に満足するものである。
第１図はダブルスーパーヘテロダイン方式チユ
ーナのブロツク図、第２図は短縮形接地端マイク
ロストリツプ共振器を用いた共振回路の等価回路
図、第３図は狭帯域バンドパスフイルタの一構成
例であるマイクロストリツプ線路のパターン面の
線路構成図、第４図は１／２波長相当マイクロストリ ツプ線路を用いた共振器の等価回路図、第５図は
第２局部発振器の回路図、第６図は第５図の第２
局部発振器の共振回路の等価回路図、第７図は第
２図の等価回路および第８図の等価回路を第１局
部発振器の共振回路として用い、バラクタダイオ
ードの容量変化と発振周波数の変化の関係を計算
により求めた特性図、第８図は１／４波長相当のマイ クロストリツプ線路の一端をバラクタダイオード
に相当するコンデンサで接地した第１局部発振器
の共振回路の等価回路図、第９図は第８図の共振
回路を用いて第１局部発振回路を構成した回路
図、第１０図は狭帯域バンドパスフイルタおよび
第２局部発振回路の周波数の温度特性の実測結果
を示す特性図、第１１図は第１局部発振器の発振
周波数の温度特性の実測結果を示す特性図、第１
２図は中間周波数の温度特性の実測結果を示す特
性図である。 ２…入力バンドパスフイルタ、３…可変減衰
器、４…RF広帯域増幅器、５…第１混合器、６
…第１局部発振器、７…狭帯域バンドパスフイル
タ、８…第１中間周波増幅器、９…第２混合器、
１０…第２局部発振器、１１…第２中間周波（中
間周波）増幅器、１３，１４…コンデンサ、１５
…短縮形接地端マイクロストリツプ共振器、２０
…１／２波長相当開放端マイクロストリツプ共振器、 ２２…コンデンサ、２３…１／２波長相当開放端マイ クロストリツプ共振器、２４…１／２波長相当開放端 マイクロストリツプ共振器、２８…Ga As MES
FET、４０，４１…コンデンサ、４２…１／２波長相 当開放端マイクロストリツプ共振器、４４…バラ
クタダイオード、４９…１／４波長相当マイクロスト リツプ共振器、５０…Ga As MES FET、６１
…コンデンサ、６２…１／４波長相当マイクロストリ ツプ共振器、６３…コンデンサ。
ーナのブロツク図、第２図は短縮形接地端マイク
ロストリツプ共振器を用いた共振回路の等価回路
図、第３図は狭帯域バンドパスフイルタの一構成
例であるマイクロストリツプ線路のパターン面の
線路構成図、第４図は１／２波長相当マイクロストリ ツプ線路を用いた共振器の等価回路図、第５図は
第２局部発振器の回路図、第６図は第５図の第２
局部発振器の共振回路の等価回路図、第７図は第
２図の等価回路および第８図の等価回路を第１局
部発振器の共振回路として用い、バラクタダイオ
ードの容量変化と発振周波数の変化の関係を計算
により求めた特性図、第８図は１／４波長相当のマイ クロストリツプ線路の一端をバラクタダイオード
に相当するコンデンサで接地した第１局部発振器
の共振回路の等価回路図、第９図は第８図の共振
回路を用いて第１局部発振回路を構成した回路
図、第１０図は狭帯域バンドパスフイルタおよび
第２局部発振回路の周波数の温度特性の実測結果
を示す特性図、第１１図は第１局部発振器の発振
周波数の温度特性の実測結果を示す特性図、第１
２図は中間周波数の温度特性の実測結果を示す特
性図である。 ２…入力バンドパスフイルタ、３…可変減衰
器、４…RF広帯域増幅器、５…第１混合器、６
…第１局部発振器、７…狭帯域バンドパスフイル
タ、８…第１中間周波増幅器、９…第２混合器、
１０…第２局部発振器、１１…第２中間周波（中
間周波）増幅器、１３，１４…コンデンサ、１５
…短縮形接地端マイクロストリツプ共振器、２０
…１／２波長相当開放端マイクロストリツプ共振器、 ２２…コンデンサ、２３…１／２波長相当開放端マイ クロストリツプ共振器、２４…１／２波長相当開放端 マイクロストリツプ共振器、２８…Ga As MES
FET、４０，４１…コンデンサ、４２…１／２波長相 当開放端マイクロストリツプ共振器、４４…バラ
クタダイオード、４９…１／４波長相当マイクロスト リツプ共振器、５０…Ga As MES FET、６１
…コンデンサ、６２…１／４波長相当マイクロストリ ツプ共振器、６３…コンデンサ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ テレビジヨン受信機等のRF信号が入力さ
れ、RF信号を第１の中間周波信号に周波数変換
する第１の混合器と、該第１の混合器を励振する
発振信号を出力し、発振周波数を可変し得る第１
の局部発振器と、第１中間周波信号を選択的に通
過させるバンドパスフイルタと、第１中間周波信
号を増幅する第１中間周波増幅器と、第１中間周
波増幅器で増幅された第１中間周波信号が入力さ
れ、第１中間周波信号を第２の中間周波信号に周
波数変換する第２の混合器と、該第２混合器を励
振する発振信号を出力する第２の局部発振器と、
該第２混合器の第２中間周波信号出力を選択的に
増幅する第２中間周波増幅器とを備えたテレビジ
ヨン受信機のチユーナにおいて、 第１中間周波信号を選択的に通過させるバンド
パスフイルタおよび第２局部発振器を、ほぼ同等
の誘電率および誘電率温度係数を有する誘電体基
板上に、マイクロストリツプ線路共振器を用いて
構成し、周囲温度変化による共振周波数変化をほ
ぼ同等ならしめることを特徴とするテレビジヨン
受信機のチユーナ。 ２ 少なくとも第２局部発振器を構成する誘電体
基板として、タングステンを主成分とする導体ペ
ーストとアルミナを主成分とする誘電体ペースト
を、誘電体ペーストとほぼ同一成分のアルミナを
主成分とする未焼成の母基板の表裏にそれぞれ交
互に印刷、焼成して成る湿式多層セラミツク基板
を用い、かつ、厚膜印刷技術により形成した導体
を用いたマイクロストリツプ線路共振器により第
２局部発振器を構成したことを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のテレビジヨン受信機のチユ
ーナ。 ３ 少なくともバンドパスフイルタを構成する基
板として、アルミナを主成分とする焼結済みのア
ルミナセラミツク基板を用い、かつ厚膜印刷技術
により形成した導体を用いたマイクロストリツプ
線路共振器によりバンドパスフイルタを構成した
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のテ
レビジヨン受信機のチユーナ。 ４ マイクロストリツプ線路共振器として、１／２波 長相当の一端開放マイクロストリツプ線路共振器
を用いたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載のテレビジヨン受信機のチユーナ。 ５ マイクロストリツプ線路共振器として、１／２波 長相当の一端開放マイクロストリツプ線路共振器
を用いたことを特徴とする特許請求の範囲第２項
記載のテレビジヨン受信機のチユーナ。 ６ マイクロストリツプ線路共振器として、１／２波 長相当の一端開放マイクロストリツプ線路共振器
を用いたことを特徴とする特許請求の範囲第３項
記載のテレビジヨン受信機のチユーナ。 ７ テレビジヨン等のRF信号が入力され、RF信
号を第１の中間周波信号に周波数変換する第１の
混合器と、該第１の混合器を励振する発振信号を
出力し、発振周波数を可変し得る第１の局部発振
器と、第１中間周波信号を選択的に通過させるバ
ンドパスフイルタと、第１中間周波信号を増幅す
る第１中間周波増幅器と、第１中間周波増幅器で
増幅された第１中間周波信号が入力され、第１中
間信号を第２の中間周波信号に周波数変換する第
２の混合器と、該第２混合器を励振する発振信号
を出力する第２の局部発振器と、該第２混合器の
第２中間周波信号出力を選択的に増幅する第２中
間周波増幅器とを備えたテレビジヨン受信機のチ
ユーナにおいて、 第１局部発振器、第１中間周波信号を選択的に
通過させるバンドパスフイルタおよび第２局部発
振器を、ほぼ同等の誘電率および同等の誘電率温
度係数を有する誘電体基板上に、マイクロストリ
ツプ線路共振器を用いて構成し、周囲温度変化に
よる共振周波数変化をほぼ同等ならしめることを
特徴とするテレビジヨン受信機のチユーナ。 ８ 少なくとも第１局部発振器および第２局部発
振器を構成する誘電体基板として、タングステン
を主成分とする導体ペーストとアルミナを主成分
とする誘電体ペーストを、誘電体ペーストとほぼ
同一成分のアルミナを主成分とする未焼成の母基
板の表裏にそれぞれ交互に印刷、焼成して成る湿
式多層セラミツク基板を用い、厚膜印刷技術によ
り形成した導体を用いたマイクロストリツプ線路
共振器により第１局部発振器および第２局部発振
器を構成したことを特徴とする特許請求の範囲第
７項記載のテレビジヨン受信機のチユーナ。 ９ 少なくともバンドパスフイルタを構成する基
板として、アルミナを主成分とする焼結済みのア
ルミナセラミツク基板を用い、厚膜印刷技術によ
り形成した導体を用いたマイクロストリツプ線路
共振器によりバンドパスフイルタを構成したこと
を特徴とする特許請求の範囲第７項記載のテレビ
ジヨン受信機のチユーナ。 １０ 第２局部発振器およびバンドパスフイルタ
を構成するマイクロストリツプ線路共振器として
１／２波長相当一端開放マイクロストリツプ線路共振 器を用いたことを特徴とする特許請求の範囲第７
項記載のテレビジヨン受信機のチユーナ。 １１ 第２局部発振器およびバンドパスフイルタ
を構成するマイクロストリツプ線路共振器として
１／２波長相当一端開放マイクロストリツプ線路共振 器を用いたことを特徴とする特許請求の範囲第８
項記載のテレビジヨン受信機のチユーナ。 １２ 第２局部発振器およびバンドパスフイルタ
を構成するマイクロストリツプ線路共振器として
１／２波長相当一端開放マイクロストリツプ線路共振 器を用いたことを特徴とする特許請求の範囲第９
項記載のテレビジヨン受信機のチユーナ。 １３ 第１局部発振器を構成するマイクロストリ
ツプ線路共振器として、一端を少なくとも一個の
バラクタダイオードを介して接地したマイクロス
トリツプ線路共振器を用いたことを特徴とする特
許請求の範囲第１０項記載のテレビジヨン受信機
のチユーナ。 １４ 第１局部発振器を構成するマイクロストリ
ツプ線路共振器として、一端を少なくとも一個の
バラクタダイオードを介して接地したマイクロス
トリツプ線路共振器を用いたことを特徴とする特
許請求の範囲第１１項記載のテレビジヨン受信機
のチユーナ。 １５ 第１局部発振器を構成するマイクロストリ
ツプ線路共振器として、一端を少なくとも一個の
バラクタダイオードを介して接地したマイクロス
トリツプ線路共振器を用いて構成したことを特徴
とする特許請求の範囲第１２項記載のテレビジヨ
ン受信機のチユーナ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56170013A JPS5871735A (ja) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | テレビジヨン受信機のチユ−ナ |
| US06/436,357 US4491976A (en) | 1981-10-26 | 1982-10-25 | Wide-band tuner having a temperature-compensated microstrip resonator arrangement |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56170013A JPS5871735A (ja) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | テレビジヨン受信機のチユ−ナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5871735A JPS5871735A (ja) | 1983-04-28 |
| JPS6243376B2 true JPS6243376B2 (ja) | 1987-09-14 |
Family
ID=15896968
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56170013A Granted JPS5871735A (ja) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | テレビジヨン受信機のチユ−ナ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4491976A (ja) |
| JP (1) | JPS5871735A (ja) |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4726072A (en) * | 1983-07-28 | 1988-02-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Double converter tuner |
| JPH0628332B2 (ja) * | 1984-06-05 | 1994-04-13 | ソニー株式会社 | 受信機 |
| JPS62128231A (ja) * | 1985-11-28 | 1987-06-10 | Toshiba Corp | チユ−ナ回路 |
| US4736390A (en) * | 1986-10-15 | 1988-04-05 | Itt Avionics, A Division Of Itt Corporation | Zero IF radio receiver apparatus |
| US4758922A (en) * | 1986-11-14 | 1988-07-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High frequency circuit having a microstrip resonance element |
| FR2630261B1 (fr) * | 1988-04-15 | 1990-08-17 | Trt Telecom Radio Electr | Circuit utilisable dans le domaine des hyperfrequences |
| JPH01169806U (ja) * | 1988-05-18 | 1989-11-30 | ||
| US5125109A (en) * | 1988-06-23 | 1992-06-23 | Comsat | Low noise block down-converter for direct broadcast satellite receiver integrated with a flat plate antenna |
| JPH0243822A (ja) * | 1988-08-03 | 1990-02-14 | Toshiba Corp | テレビジョンチューナ |
| US4977613A (en) * | 1988-10-17 | 1990-12-11 | Motorola, Inc. | Fine tuning frequency synthesizer with feedback loop for frequency control systems |
| FR2673470B1 (fr) * | 1991-02-01 | 1993-06-04 | Centre Nat Rech Scient | Procede, dispositif de mesure de temperature utilisant le rayonnement microonde et application pour la determination du coefficient de reflexion hyperfrequence d'un objet quelconque. |
| JPH0548483A (ja) * | 1991-08-12 | 1993-02-26 | Fujitsu Ltd | 周波数変換回路 |
| JPH06224644A (ja) * | 1993-01-25 | 1994-08-12 | Nec Corp | 半導体装置 |
| FR2704984B1 (fr) * | 1993-05-04 | 1995-06-23 | France Telecom | Filtre passe-bande à lignes couplées dissymétriques. |
| SE508725C2 (sv) * | 1993-12-21 | 1998-11-02 | Ericsson Telefon Ab L M | Lokaloscillator |
| US6177964B1 (en) | 1997-08-01 | 2001-01-23 | Microtune, Inc. | Broadband integrated television tuner |
| JPH09294261A (ja) * | 1996-04-26 | 1997-11-11 | Sharp Corp | 衛星放送受信機用ｄｂｓチューナー |
| DE19819038C2 (de) * | 1998-04-28 | 2002-01-03 | Rohde & Schwarz | Frequenzumsetzeranordnung für Hochfrequenzempfänger oder Hochfrequenzgeneratoren |
| JP3631037B2 (ja) * | 1999-03-18 | 2005-03-23 | アルプス電気株式会社 | テレビジョンチューナー |
| JP2001119315A (ja) * | 1999-10-21 | 2001-04-27 | Murata Mfg Co Ltd | 受信モジュール及び受信機 |
| CA2352398C (en) * | 2000-07-06 | 2005-07-26 | Unique Broadband Systems, Inc. | Low phase noise frequency converter |
| DE10116880B4 (de) * | 2001-04-04 | 2010-12-16 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren zum Optimieren des Frequenzaufbereitungszuges eines Hochfrequenz-Überlagerungsempfänger |
| EP1265314A1 (en) * | 2001-05-10 | 2002-12-11 | Institut für Feldtheorie und Höchstfrequenztechnik der ETH Zürich | Dielectric resonator |
| GB0117591D0 (en) * | 2001-07-18 | 2001-09-12 | Zarlink Semiconductor Ltd | Television tuner |
| KR100696205B1 (ko) * | 2005-08-26 | 2007-03-20 | 한국전자통신연구원 | 광 모듈 및 광 모듈 패키지 |
| JP5127362B2 (ja) * | 2007-08-23 | 2013-01-23 | 三菱電機株式会社 | ２倍波発振器 |
| US10470256B2 (en) * | 2013-04-16 | 2019-11-05 | Applied Materials, Inc. | Method and apparatus for controlled broadband microwave heating |
| EP4181371A4 (en) * | 2020-07-13 | 2023-08-02 | Mitsubishi Electric Corporation | NOISE FILTER |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1057837B (it) * | 1976-04-05 | 1982-03-30 | Indesit | Dispositivo per la sintonizzazione di un televisore |
| JPS5384666A (en) * | 1976-12-30 | 1978-07-26 | Alps Electric Co Ltd | Pll circuit |
| US4340975A (en) * | 1979-10-09 | 1982-07-20 | Matsushita Electric Industrial Company, Limited | Microwave mixing circuit and a VHF-UHF tuner having the mixing circuit |
| US4352209A (en) * | 1981-03-23 | 1982-09-28 | John Ma | Up-down frequency converter for cable T.V. |
-
1981
- 1981-10-26 JP JP56170013A patent/JPS5871735A/ja active Granted
-
1982
- 1982-10-25 US US06/436,357 patent/US4491976A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5871735A (ja) | 1983-04-28 |
| US4491976A (en) | 1985-01-01 |
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