JPS6260469A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は電源装置に関し、さらに詳しくはプラス、マイ
ナスの両極性の高圧直流電源を供給する電源装置に関す
るものである。

［従来の技術］ マイクロフィルム、電子式複写機等の機器においてネガ
ティブな現像とポジティブな現像を行なう場合には帯電
のための高圧直流電源電圧としてプラスの電源電圧とマ
イナスの電源電圧が必要である。

このような場合に用いられる従来の電源装置では、プラ
スの電源回路とマイナスの電源回路をそれぞれ別々に設
け、この２つの回路をリレー等により切り換えて用いる
構成が採用されている。

［発明が解決しようとする問題点］ 従来の電源装置ではＬ述のように２つの回路を別々に設
けるため、部品点数が多く、また装置全体が大型化して
しまうという問題がある。又従来装置では高圧の出力を
切り換えるため、その際に大きなノイズを発生するとい
う問題がある。

本発明はこのような問題点を解決するために成されたも
のである。

［問題点を解決するための手段Ｊ 」−記の問題点を解決するために本発明の電源装置にあ
っては１次巻線と２つの２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線に給電回路から印加される直流の向きを１
次巻線の巻き方向に対して両方向に切り換える電子的ス
イッチと、前記直流をオン、オフするスイッチング回路
と、前記オン。

オフにより前記２次巻線のそれぞれに発生する電流を互
いに逆極性で整流し、平滑し、出力が直列に接続された
２つの整流、平滑回路と、前記２つの整瀉、平滑回路の
出力の和として得られる電源装置の出力電圧ないし出力
電流を所ψの値に制御する手段から成る構成を採用した
。

［作　川１ 第３図に示す構成において、動作時にはマイクロコンピ
ュータにより制御されるトランジスタＱ１により制御さ
れるトランジスタＱ５．Ｑ６のいずれか一方を介して不
図示の給電回路からプラスの直流電圧Ｖｃｃが一トラン
スＴ１の１次巻線１１の端子Ｃ，Ｆのいずれか一方に印
加される。選択された端子から中間タップＴＰへ向かっ
て流れる直流はスイッチング用のトランジスタＱ３のオ
ン、オフによりオン、オフされ、トランスＴｌが駆動さ
れる。

トランジスタＱ３をオン、オフするスイッチングパルス
はＰＷＭ制御回路５から出力されたものがトランジスタ
Ｑ２を介して反転されたものとしてＱ３−に入力され、
この場合デユーティ−比が充分小さくされていることに
よりＱ３のオン時間Ｔ１はオフ時間Ｔ２に対して充分短
くされる。

トランジスタＱ１がオフされることによりＱ５がオフ、
Ｑ６がオンされている場合動作は以下のようになる。

トランジスタＱ３のオン、オフにより１次巻線１１の端
子ＣからＥに向かって流れる直流がオン、オフされ、２
次巻線で２．）３には、オン時にフォワード電圧Ｅｌが
発生し、オフ時にこれと逆極性でフライバック電圧−Ｅ
２が発生し、ダイオードＤ２　、Ｄ３の極性の相違によ
り、例えばＥｌはコンデンサＣ５にチャージされ、−Ｅ
２はコンデンサＣ４にチャージされる。そして両コンデ
ンサにより平滑された電圧、即ち２つの整流。

平滑回路の出力の和の電圧が出力端子６の出力端子６の
出力電圧ＨＶｏｕｔとなる。ここで、Ｔ　Ｉ　＋Ｔ２ となり、ＴＩ＜（Ｔ２であるのでＨＶｏｕｔはマイナス
電圧となる。

ここで出力電圧ＨＶｏｕｔを高精度で所望の大きさに制
御するために、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２によるＨＶｏｕｔの
分圧が極性切換回路３を介してプラスに極性を反転され
て誤差増幅器４の反転入力端子に入力される。誤差増幅
器４の非反転入力端子には得るべき目標の出力電圧に関
連した基準電圧（プラス）が、マイクロコンピュータか
らＤ／Ａ変換器２を介して与えられており、誤差増幅器
４はこの基準電圧に対する上記分圧の差を求め増幅して
ＰＷＭ制御回路４に出力する。ＰＷＭ制御回路４はトラ
ンジスタＱ２に出力するパルスのデユーティ−比を上記
差電圧に応じて変化させることにより、Ｑ３のスイッチ
ングパルスのデユーティ−比を変化させ、Ｑ３のオン時
間Ｔｌ、オフ時間Ｔ２の比を変化させる。このようなフ
ィードバックにより出力電圧１（Ｖｏｕｔが目標のマイ
ナス電圧に制御される。

一方トランジスタＱ１がオンされることによりＱ５がオ
ン、Ｑ６がオフされている場合、１次巻線１１において
直流は端子ＦからＥに向かって流れ、１次巻１ｉ［１の
巻き方向に対して上述の場合と逆向きに流れるので、２
次巻線Ｊ２２．）３に発生するフォワード電圧、フライ
バック電圧は極性が上述の場合と逆になり−Ｅ１及び＋
Ｅ２になる。そして出力電圧ＨＶｏｕｔは・ Ｔ１＋Ｔ２ となりプラス電圧となる。そして」―述と同様のフィー
ドバックが行なわれてＨＶｏｕｔが得るべき目標のプラ
ス電圧に制御される。

以上のようにしてプラスの電源回路とマイナスの電源回
路を一体にした構成において、プラスとマイナスの出力
を得られる。また出力の定電圧制御を行える。

［実施例］ 以下、添付した図を参照して本発明の実施例の詳細を説
明する。

１上±１１ 第１図は本発明の第１実施例による電源装置の構成を示
す回路図である。

符号Ｔ１で示すものはトランスであり、中間タップＴＰ
を有した１次巻線でｌと、２つの２次巻線１２２，１２
３を有している。

１次巻線でｌの両端の端子Ｆ、Ｃはそれぞれ平滑用のコ
ンデンサＣ２、Ｃ３、電流制限用抵抗Ｒ７，ＲＩＯ及び
トランジスタＱ５．Ｑ６を介して所定の直流電圧Ｖｃｃ
を給電する不図示の給電回路に接続されている。

トランジスタＱ５．Ｑ６は直流電圧Ｖｃｃを１次巻線Ｊ
２１の端子Ｆ、Ｃのいずれが二方に選択して印加するこ
とにより一５電源装置の出力極性を切り換える電子的ス
イッチを次に述べるトランジスタＱｌ、Ｑ４とともに構
成するものであり、Ｑ５のベースは電流制限用の抵抗Ｒ
４を介して、Ｑ６のベースはトランジスタＱ４及び抵抗
Ｒ１，Ｒ２゜Ｒ３から構成されたインバータ回路を介し
てトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。そし
てトランジスタＱ１はエミッタを接地され、ベースに電
源装置を制御するマイクロコンピュータ１の制御−出力
信号を入力される。即−ちトランジスタＱ５．Ｑ６のオ
ン、オフはトランジスタＱ１のオン、オフによりいずれ
か一方がオンするように制御され、Ｑｌのオン、オフは
マイクロコンピュータにより制御される。

また１次巻線でｌの中間タップＴＰの端子Ｅは、１次巻
線１１に印加される直流をオン、オフしてトランスＴ１
を駆動するスイッチング用のトランジスタＱ３のコレク
タに接続されている。

Ｑ３のベースには後述するＰＷＭ　（パルス幅変調）制
御回路から発生されトランジスタＱ２を介して反転、増
幅されたスイッチングパルスが入力される。またＱ３は
エミッタを接地されており、コレクタ、エミッタ間に共
振用のコンデンサＣＩ及びダンパー川のダイオードＤＩ
を並列に接続されている。

一方トランスＴ１の第１の２次巻線ノ２の両端はダイオ
ードＤ２とコンデンサＣ４の直列接続からなる整流、平
滑回路に接続されており、ダイオードＤ２とコンデンサ
０４間の接続点は負荷７が接続された電源装置の出力端
子６に接続されている。

また第２の２次巻線１３の両端は上記ダイオードＤ２と
逆極性のダイオードＤ３と接地されたコンデンサＣ５の
直列接続からなる整流、平滑回路に接続されており、ダ
イオードＤ３．コンデンサ０５間の接続点は第１の２次
巻線１２．コンデンサ０４間の接続点に接続されている
。

即ち、２次巻線１１２，１２３のそれぞれに発生する電
流をそれぞれ逆極性で整流し、平滑する２つの整流、平
滑回路の出力が直列に接続され、出力端子６に接続され
ている。

さらに、出力端子６には出力端子６の出力電圧ＨＶｏｕ
ｔの分圧を検出するために抵抗Ｒ１１及び接地された抵
抗Ｒ１２の直列接続からなる分圧器が接続されており、
抵抗Ｒ１１，Ｒ１２間の接続点は前記接続点の分圧の極
性を切り換える極性切換回路３を介して誤差増幅器４の
反転入力端子に接続されている。

極性切換回路３はトランジスタＱ１のオン、オフによる
制御入力信号のレベルに応じて、入力される上記分圧の
極性を切り換える（反転させる）か、またはそのままに
して演算増幅器４へ出力するものであり、ここではＱｌ
のオフにより切り換えを行ない、オンでは行なわないも
のとする。

また誤差増幅器４は、反転入力端子に印加させる上記の
分圧電圧と、非反転入力端子に印加される基準電圧との
差を求め、増幅して出力するものである。前記の基準電
圧は電源袋りの得るべき目標の出力電圧の絶対値に関連
した基準電圧としてマイクロコンピュータ１から値がデ
ジタルでＤ／Ａ変換器２へ与えられ、Ｄ／Ａ変換器２で
アナログに変換されて誤差増幅器４に与えられる。

この場合、基準電圧は目標の出力電圧の極性に拘らず絶
対値として例えばプラスで与えられるものとする。又誤
差増幅器４の出力はＰＷＭ制御回路５の入力に接続され
ている。

ＰＷＭ制御回路５は所定周波数の三角波あるいは、のこ
ぎり波と、入力電圧とを比較して、パルスのデユーティ
−比を変化させて出力する公知のものであり、これの出
力パルスが先述したようにトランジスタＱ２を介して反
転、増幅されてスイッチングパルスとしてトランジスタ
Ｑ３のベースに入力される。

次に以上の様に構成された本実施例の動作を説明する。

動作時には給電回路から所定のプラスの直流電圧Ｖｃｃ
が電子的スイッチのトランジスタＱ５゜Ｑ６のエミ′ツ
タに印加されるとともに、電源装置の得るべき出力極性
に応じてマイクロコンピュータｌの制御信号によりトラ
ンジスタＱｌがオンまたはオフされ、これによりトラン
ジスタＱ５゜Ｑ６のいずれか一方のみがオンし直流電圧
Ｖｃｃが１次巻線の端子Ｃ，Ｆのいずれか一方に印加さ
れる。なおこの場合ＶｃｃはコンデンサＣ２またはＣ３
により平滑されて印加される。

これとともにスイッチング用のトランジスタＱ３のベー
スにスイッチングパルスが導かれ、これによりＱ３がオ
ン、オフして１次巻線１１に印加される直流をオン、オ
フし、トランスＴＩが駆動され−１る。

なお上記スイッチングパルスはＰＷＭ制御回路５から出
力されたものをトランジスタＱ２を介して反転したもの
としてトランジスタＱ３のベースに入力され、そのデユ
ーティ−比は充分小さくされるとともに後述するように
電源装置の出力電圧の絶対値の大きさに応じて制御され
る。

ここでマイクロコンピュータ１の制御信号によりトラン
ジスタＱｌがオフされている場合の動作は以下のように
なる。

トランジスタＱｌのオフによりトランジスタＱ５がオフ
し、一方Ｑ４がオフしてＱ６がオンすることにより直流
電圧Ｖｃｃが１次巻線ｊ２１の一方の端子Ｃに印加され
る。

ここでスイッチング用のトランジスタＱ３がオンすると
１次巻線Ｊｌにおいて一方の端子Ｃから中間タップの端
子Ｅへ向かって電流が流れ、巻線比に応じて２次巻線ノ
２．ノ３に所定のいわゆるフォワード電圧Ｅ１が発生す
る。

これは、ダイオードＤ２．Ｄ３の極性の相違により、例
えばダイオードＤ２がオフし、Ｄ３がオン−してフォワ
ード電圧Ｅ１はコンデンサＣ４には印加されず、コンデ
ンサＣ５には印加されてその両端にチャージされるため
である。

次にトランジスタＱ３がオフすると１次巻線１１の電流
が遮断されるので２次巻線１２２，１２３にオン時のフ
ォワード電圧Ｅ１と逆極性のいわゆるフライバック電圧
−Ｅ２が発生する。

これは１発生電圧の逆転により今度はダイオードＤ２が
オンし、Ｄ３がオフして、コンデンサＣ４のみにフライ
バック電圧−Ｅ２がチャージされるためである。− そして先にコンデンサＣ５にチャージされたフォワード
電圧Ｅｌと、コンデンサＣ４にチャージされたフライバ
ック電圧−Ｅ２は両コンデンサにより平滑され、出力端
子６の出力電圧ＨＶｏｕｔとなる。即ち：　２つの整流
、平滑回路の出力の和の電圧が出力電圧ＨＶｏｕｔとな
り、トランジスタＱ３のオン時間（フォワード電圧Ｅ１
の発生時間）をＴ１とし、オフ時間（フライバック電圧
Ｅ２の発生時間）をＴ２とすると、 となる、ここで先述したようにスイッチングパルスのデ
ユーティ−比が充分小さく、即ちＴＩ（（Ｔ２であるの
で出力電圧ＨＶｏｕｔはマイナス電圧となる。

なおここでトランジスタＱ３のオフ時には共振用のコン
デンサＣ１と１次巻線Ｊ２１の端子Ｃ，Ｆ間のインダク
タンスＬとによって共振回路が構成され電圧共振が発生
し、インダクタンスＬにマイナスの電圧が発生し、上記
のオフがより確実になり、スイッチングロスが少なくな
る。またこの場合にダンパー用のダイオードＤ１を介し
て電流が流れるため、より効率が高くなる。

一方、上記の出力電圧ＨＶ　ｏｕ　ｔの絶対値の大きさ
を高精度で所定値に制御するために、出力電圧ＨＶ　ｏ
ｕ　ｔが抵抗Ｒ１１、Ｒ１２により分圧され、その分圧
−ｖｌが極性切換回路３に入力される。

極性切換回路３ではこの場合トランジスタＱｌがオフし
ているので、前述したように上記分圧−Ｖｌの極性切り
換え（反転）が行なわれ、この場合分圧−Ｖｌは＋Ｖｌ
に反転されて誤差増幅器４の反転入力端子に出力される
。

そして誤差増幅器４において前述したように目標の出力
電圧に対応した基準電圧ｖＯに対する上記分圧の差電圧
ＶＯ−Ｖｌが求められ、増幅されてＰＷＭ制御回路５に
出力される。

ＰＷＭ制御回路５はトランジスタＱ２に出力するパルス
のデユーティ−比を、上記の入力された差電圧ｖｏ−ｖ
ｉの極性、大きざに応じて変−化させる。

例えば差電圧ｖｏ−ｖｔがプラスであった場合、即ち分
圧Ｖｌに対応した実際の出力電圧ＶＨｏｕｔの絶対値が
基準電圧ｖＯに対応した目標の出力電圧の絶対値よりも
小さかった場合には出力パルスのデユーティ−比を大き
くする。即ちトランジスタＱ２で反転して得られるＱ３
のスイッチングパルスのデユーティ−比を小さくする。

これにより前述したＱ３のオン時間ＴＩがオフ時間Ｔ２
に剖してより短くなり出力電圧ｆ（Ｖｏｕｔが得るべき
出力電圧に制御され−る。

また差電圧ＶＯ−Ｖｌがマイナスであった場合には上記
と逆のことを行なうことにより出力電圧ＨＶｏｕｔが得
るべき出力電圧に制御される。

以上のようなフィードバックにより出力電圧ＨＶｏｕｔ
が所定のマイナス電圧に制御される。

一方マイクロコンピュータｌの制御信号によりトランジ
スタＱｌがオンされている場合の動作は以下のようにな
る。

トランジスタＱｌのオンによりトランジスタＱ５がオン
し、一方Ｑ４がオンしてＱ６がオフすることにより、１
次巻線）ｌにおいて電流は端子Ｆから端子Ｅへ向かって
流れ、１次巻線の巻き方向に対して上述の場合と逆方向
に流れるのでトランジスタＱ３のオン、オフにより２次
巻線ｊ２２゜１３に発生するフォワード電圧、フライバ
ック電圧の極性は一ヒ述の場合と逆になり、−Ｅｌ及び
＋Ｅ２になる。そして−上述と逆の動作でフォワード電
圧−ＥｌがコンデンサＣ４にチャージされフライバック
電圧Ｅ２がコンデンサＣ５にチャージされる。両コンデ
ンサによる平滑により出力端子６の出力電圧ＨＶｏｕｔ
は、 とな、す、ＴＩ＜＜７２であるので所定のプラス電圧と
なる。

そして前述の場合と同様にして、出力電圧ＨＶｏｕｔｃ
７）抵抗Ｒ１１、Ｒ１２による分圧１３が極性切換回路
３に導かれるが、この場合トランジスタＱｌがオフして
いるので極性切り換えは行なわれず、前記分圧はそのま
ま誤差増幅器４に印加される。

そして前述と同様にして誤差増幅器４の出力電圧に応じ
てＰＷＭ制御回゛路５の出力パルスのデユーティ−比が
制御されることにより、出力電圧ＨＶｏｕｔが得るべき
所ψのプラス電圧に制御される。

以上のようにして本実施例によればプラスの電源回路と
マイナスの電源回路を一体にした構成において、電子的
スイッチのトランジスタＱｌ。

Ｑ４．Ｑ５．Ｑ６を介して１次巻線１１に印加される直
流の向きを１次巻線の巻き方向に対して両方向のいずれ
かに選択することによりプラスとマイナスの出力を得ら
れる。

またマイクロコンピュータ１．Ｄ／Ａ変換器２、極性切
換回路３．誤差増幅器４及びＰＷＭ制御回路５から構成
される制御回路を介して出力電圧の大きさを所望の値に
制御できる。

１１叉１ｊ 」二連した本発明の第１実施例においては出力電圧ＨＶ
ｏｕｔの定電圧制御を行なったが、第１図の構成におい
て接地されていた２次巻線ノ３，０５間の接続点を第２
図に示す本発明の第２実施例のように抵抗Ｒ１１，Ｒ１
２間の接続点に接続することにより、出力電流の定電流
制御を行なうことができる。

この場合、負荷７．Ｒ１２を流れる出力電流は、抵抗Ｒ
１２の両端で電圧として検出され、この電圧が極性切換
回路３以下へ導かれ、これに応じて前述した制御が行な
われることにより出力電流が定電流制御される。

［発明の効果］ 以上の説明から明らかなように本発明の電源装置の構成
によれば、プラスの電源回路とマイナスの電源回路を一
体に構成することにより部品点数の低減、装置の小型化
及び製造コストの低減が図れる。又出力の極性の切り換
えは（絶対値が）低圧の入力側の切り換えにより行なわ
れるのでノイズの発生を防１Ｆできる。又出力の定電圧
制御ないし定電流制御を行なえる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例による電源装置の構成を示
す回路図、第２図は第２実施例による電源装置の構成を
示す回路図である。 １・・・マイクロコンピュータ ２・・・Ｄ／Ａ変換器 ３・・・極性切換回路　　４・・・誤差増幅器５・・・
ＰＷＭ制御回路　６・・・出力端子７・・・負荷　　　
　　　Ｔ１・・・トランス１１−・・１次巻線　　　、
、ｄ２，１．３・・・２次巻線Ｑｌ−Ｑ６・・・トラン
ジスタ Ｄ１〜Ｄ３・・・ダイオード Ｒ１−Ｒ１２・・・抵抗 Ｃｌ−Ｃ５・・・コンデンサ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）ａ）１次巻線と２つの２次巻線とを有するトランス
   と、 ｂ）前記１次巻線に給電回路から印加される直流の向き
   を１次巻線の巻き方向に対して両方向に切り換える電子
   的スイッチと、 ｃ）前記直流をオン、オフするスイッチング回路と、 ｄ）前記オン、オフにより前記２次巻線のそれぞれに発
   生する電流を互いに逆極性で整流し、平滑し、出力が直
   列に接続された２つの整流、平滑回路と、 ｅ）前記２つの整流、平滑回路の出力の和として得られ
   る電源装置の出力電圧ないし出力電流を所望の値に制御
   する手段、 から構成されることを特徴とする電源装置。 ２）前記直流のオン時間をオフ時間に対して充分短くし
   たことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の電源
   装置。