JPS6260847B2 - - Google Patents
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- JPS6260847B2 JPS6260847B2 JP55009243A JP924380A JPS6260847B2 JP S6260847 B2 JPS6260847 B2 JP S6260847B2 JP 55009243 A JP55009243 A JP 55009243A JP 924380 A JP924380 A JP 924380A JP S6260847 B2 JPS6260847 B2 JP S6260847B2
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- Japan
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- transistor
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- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 208000019300 CLIPPERS Diseases 0.000 description 3
- 208000021930 chronic lymphocytic inflammation with pontine perivascular enhancement responsive to steroids Diseases 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
- H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/52—Circuit arrangements for protecting such amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は電力トランジスタすなわち調整器ま
たは増幅器回路の負荷に電力を供給するために用
いるトランジスタ、並びに同様のトランジスタの
過電流保護回路、特に被保護トランジスタの主電
流導通路に直列に電流感知用抵抗を挿入しない過
電流保護回路に関する。
たは増幅器回路の負荷に電力を供給するために用
いるトランジスタ、並びに同様のトランジスタの
過電流保護回路、特に被保護トランジスタの主電
流導通路に直列に電流感知用抵抗を挿入しない過
電流保護回路に関する。
通常の過電流保護は一般に被保護トランジスタ
の主電流導通路に直列に電流感知用抵抗を挿入し
た２つの基本形の一方により行われる。非線形負
帰還型においては、被保護トランジスタのコレク
タ・エミツタ電路に直列接続した電流感知用抵抗
の両端間の電位降下が閾値検知器に印加され、こ
の検知器が所定の閾値を超える電位降下に応動し
て被保護トランジスタに対するベース駆動電流を
減少させる。また非線形クリツパ型においては、
被保護トランジスタのベース・エミツタ接合とこ
れに直列の電流感知用抵抗との両端間の組合せ電
圧がクリツパにより所定最大値に制限される。
の主電流導通路に直列に電流感知用抵抗を挿入し
た２つの基本形の一方により行われる。非線形負
帰還型においては、被保護トランジスタのコレク
タ・エミツタ電路に直列接続した電流感知用抵抗
の両端間の電位降下が閾値検知器に印加され、こ
の検知器が所定の閾値を超える電位降下に応動し
て被保護トランジスタに対するベース駆動電流を
減少させる。また非線形クリツパ型においては、
被保護トランジスタのベース・エミツタ接合とこ
れに直列の電流感知用抵抗との両端間の組合せ電
圧がクリツパにより所定最大値に制限される。
しかし被保護トランジスタのコレクタ・エミツ
タ電路に直列に電流感知用抵抗を挿入することは
電力増幅器用として好ましくない。それはこの感
知用抵抗による電位降下により被保護トランジス
タのコレクタ・エミツタ電路両端間の電圧変化の
範囲に従つて被保護トランジスタを使用する増幅
器から得られる電力が低下するからである。電力
のいくらかは被保護トランジスタの正規の電流レ
ベルが高いほど感知用抵抗で消費され、この電力
が増幅器の効率を不都合に低下させる損失とな
る。今１つの問題はその電流感知用抵抗が低い抵
抗値（一般に１Ω以下）を持ち、相当な電流（一
般に数アンペア）を導通する能力を有することを
要するため、その抵抗をモノリシツク型集積回路
の充分小さい部分に集積することができないこと
である。従つて被保護トランジスタのコレクタ・
エミツタ電路に直列に電流感知用抵抗を挿入する
必要のない過電流保護回路が極めて望ましい。
タ電路に直列に電流感知用抵抗を挿入することは
電力増幅器用として好ましくない。それはこの感
知用抵抗による電位降下により被保護トランジス
タのコレクタ・エミツタ電路両端間の電圧変化の
範囲に従つて被保護トランジスタを使用する増幅
器から得られる電力が低下するからである。電力
のいくらかは被保護トランジスタの正規の電流レ
ベルが高いほど感知用抵抗で消費され、この電力
が増幅器の効率を不都合に低下させる損失とな
る。今１つの問題はその電流感知用抵抗が低い抵
抗値（一般に１Ω以下）を持ち、相当な電流（一
般に数アンペア）を導通する能力を有することを
要するため、その抵抗をモノリシツク型集積回路
の充分小さい部分に集積することができないこと
である。従つて被保護トランジスタのコレクタ・
エミツタ電路に直列に電流感知用抵抗を挿入する
必要のない過電流保護回路が極めて望ましい。
この発明の発明者はトランジスタ自身の内部エ
ミツタ抵抗を過電流保護用の電流感知抵抗として
用い、他の電流感知用抵抗を省略し得ることを発
見した。この方法で遭遇する問題はその内部エミ
ツタ抵抗がその成分として持つ直線項、すなわち
電位降下が被保護トランジスタのエミツタ電流に
一定の比例関係にある項が比較的小さく、内部エ
ミツタ抵抗の大部分の成分は対数項すなわち電位
降下が被保護トランジスタのエミツタ電流の対数
に比例する項であることである。通常の閾値検知
器またはクリツパは一般に反対数型導電電流対印
加入力電圧特性を持つ半導体接合装置を用い、従
つて予言可能の過電流保護を行い得るほど充分な
感度または精度を持たないため、このような通常
の装置によつてこの内部エミツタ抵抗による電位
変化を感知することは極めて困難で、事実上不可
能である。正しい値に対して選択または調節され
た部品を用いることは可及的避けるべきであるた
め、モノリシツク型集積回路構成の過電流保護回
路においては予言可能性と再現可能性とが特に望
ましい。
ミツタ抵抗を過電流保護用の電流感知抵抗として
用い、他の電流感知用抵抗を省略し得ることを発
見した。この方法で遭遇する問題はその内部エミ
ツタ抵抗がその成分として持つ直線項、すなわち
電位降下が被保護トランジスタのエミツタ電流に
一定の比例関係にある項が比較的小さく、内部エ
ミツタ抵抗の大部分の成分は対数項すなわち電位
降下が被保護トランジスタのエミツタ電流の対数
に比例する項であることである。通常の閾値検知
器またはクリツパは一般に反対数型導電電流対印
加入力電圧特性を持つ半導体接合装置を用い、従
つて予言可能の過電流保護を行い得るほど充分な
感度または精度を持たないため、このような通常
の装置によつてこの内部エミツタ抵抗による電位
変化を感知することは極めて困難で、事実上不可
能である。正しい値に対して選択または調節され
た部品を用いることは可及的避けるべきであるた
め、モノリシツク型集積回路構成の過電流保護回
路においては予言可能性と再現可能性とが特に望
ましい。
さらに他の問題は被保護トランジスタの内部エ
ミツタ抵抗がそのトランジスタの動作温度に著し
く依存することである。この現象はトランジスタ
の過電流保護を行うべき閾値レベルを決めるとき
に考慮に入れる必要がある。
ミツタ抵抗がそのトランジスタの動作温度に著し
く依存することである。この現象はトランジスタ
の過電流保護を行うべき閾値レベルを決めるとき
に考慮に入れる必要がある。
この発明はこれらの問題を解決するもので、そ
の過電流保護回路は自身の動作温度を被保護トラ
ンジスタ（例えば後述のトランジスタＱ２）のそ
れに追随させるように被保護トランジスタに熱的
に結合されると共に、そのコレクタ・エミツタ電
路に所定レベルの電路を流すように接続された基
準トランジスタ（例えば後述のトランジスタＱ
７）と、被保護トランジスタおよび基準トランジ
スタのエミツタ・ベース間電圧を比較して被保護
トランジスタのエミツタ・ベース間電圧が基準ト
ランジスタのそれより所定量だけ増大したときそ
の被保護トランジスタに関する過電流状態を指示
する手段（例えば後述のトランジスタＱ１０，Ｑ
１１）と、その指示に応動して被保護トランジス
タに対するベース駆動電流のそれ以上の増大を制
限する手段（例えばトランジスタＱ１）とを含ん
でいる。
の過電流保護回路は自身の動作温度を被保護トラ
ンジスタ（例えば後述のトランジスタＱ２）のそ
れに追随させるように被保護トランジスタに熱的
に結合されると共に、そのコレクタ・エミツタ電
路に所定レベルの電路を流すように接続された基
準トランジスタ（例えば後述のトランジスタＱ
７）と、被保護トランジスタおよび基準トランジ
スタのエミツタ・ベース間電圧を比較して被保護
トランジスタのエミツタ・ベース間電圧が基準ト
ランジスタのそれより所定量だけ増大したときそ
の被保護トランジスタに関する過電流状態を指示
する手段（例えば後述のトランジスタＱ１０，Ｑ
１１）と、その指示に応動して被保護トランジス
タに対するベース駆動電流のそれ以上の増大を制
限する手段（例えばトランジスタＱ１）とを含ん
でいる。
以下添付図面を参照しつつこの発明をその実施
例について詳細に説明する。
例について詳細に説明する。
第１図の準線形増幅器は増幅すべき入力信号を
信号入力端子に受け、これを駆動段DSに印加す
る。駆動段DSは相等しい正の零入力成分を持つ
AB級電流I1，I2を生成する。I1はその正の零入力
成分に重畳される入力信号の一方の向きの変化に
対して正方向の応答を有し、I2はその正の零入力
成分に重畳される入力信号の他方の向きの変化に
対して正方向の応答を有する。駆動段DSは例え
ば米国特許第3573645号明細書記載の形式をとる
ことができる。
信号入力端子に受け、これを駆動段DSに印加す
る。駆動段DSは相等しい正の零入力成分を持つ
AB級電流I1，I2を生成する。I1はその正の零入力
成分に重畳される入力信号の一方の向きの変化に
対して正方向の応答を有し、I2はその正の零入力
成分に重畳される入力信号の他方の向きの変化に
対して正方向の応答を有する。駆動段DSは例え
ば米国特許第3573645号明細書記載の形式をとる
ことができる。
駆動段DSはI1を比較的高い電源インピーダン
スから共通コレクタ増幅器NPNトランジスタＱ
１に供給して、Ｑ１およびそのベース駆動電流I1
に対するエミツタ電流応答によりベース駆動され
るNPN電力トランジスタＱ２に電流モードの駆
動を行う。駆動段DSはまたI2を比較的高い電源
インピーダンスから共通コレクタ増幅器NPNト
ランジスタＱ３に供給して、Ｑ３およびそのベー
ス駆動電流I2に対するエミツタ電流応答によりベ
ース駆動されるNPN電力トランジスタＱ４に電
流モードの駆動を行う。
スから共通コレクタ増幅器NPNトランジスタＱ
１に供給して、Ｑ１およびそのベース駆動電流I1
に対するエミツタ電流応答によりベース駆動され
るNPN電力トランジスタＱ２に電流モードの駆
動を行う。駆動段DSはまたI2を比較的高い電源
インピーダンスから共通コレクタ増幅器NPNト
ランジスタＱ３に供給して、Ｑ３およびそのベー
ス駆動電流I2に対するエミツタ電流応答によりベ
ース駆動されるNPN電力トランジスタＱ４に電
流モードの駆動を行う。
Ｑ２およびＱ４のコレクタ・エミツタ電路は直
列に接続されて、接地端子とＢ＋端子との間に印
加された動作電位を受けるようになつており、直
流阻止用コンデンサＣ１を介して負荷手段LMに
結合された信号出力端子にプツシユプル駆動を与
えるようになつている。信号出力端子とＢ＋ブー
スト端子との間のブースタコンデンサＣ２および
Ｂ＋端子とＢ＋ブースト端子との間の抵抗R1と
を含むＢ＋ブースト回路がＱ１のコレクタおよび
駆動段DSに、信号出力の信号の正の振れよりＢ
＋以上高くなつてＱ４を飽和させ得るような電圧
を供給する。Ｑ１のエミツタにＱ３のコレクタを
接続することによりＱ４を飽和させることができ
る。上述の増幅器の結線はこの発明の時点におい
て当業者に公知の種類のものである。
列に接続されて、接地端子とＢ＋端子との間に印
加された動作電位を受けるようになつており、直
流阻止用コンデンサＣ１を介して負荷手段LMに
結合された信号出力端子にプツシユプル駆動を与
えるようになつている。信号出力端子とＢ＋ブー
スト端子との間のブースタコンデンサＣ２および
Ｂ＋端子とＢ＋ブースト端子との間の抵抗R1と
を含むＢ＋ブースト回路がＱ１のコレクタおよび
駆動段DSに、信号出力の信号の正の振れよりＢ
＋以上高くなつてＱ４を飽和させ得るような電圧
を供給する。Ｑ１のエミツタにＱ３のコレクタを
接続することによりＱ４を飽和させることができ
る。上述の増幅器の結線はこの発明の時点におい
て当業者に公知の種類のものである。
NPNトランジスタＱ５はこれとエミツタ電圧
の等しいＱ４のエミツタ・ベース間オフセツト電
圧ＶBEQ4の比較対象となるエミツタ・ベース間オ
フセツト電圧ＶBEQ5を生成する基準トランジスタ
である。Ｑ５はそのエミツタ・ベース間電圧を調
節する直結コレクタ・ベース帰還を有し、そのコ
レクタ電極が端子T1，T2を介して接続されてい
る回路点１０に電流源ＩS1から供給される直流電
流I3と実質的に等しいコレクタ電流を流すように
なつている。
の等しいＱ４のエミツタ・ベース間オフセツト電
圧ＶBEQ4の比較対象となるエミツタ・ベース間オ
フセツト電圧ＶBEQ5を生成する基準トランジスタ
である。Ｑ５はそのエミツタ・ベース間電圧を調
節する直結コレクタ・ベース帰還を有し、そのコ
レクタ電極が端子T1，T2を介して接続されてい
る回路点１０に電流源ＩS1から供給される直流電
流I3と実質的に等しいコレクタ電流を流すように
なつている。
NPNトランジスタＱ７はこれとベース電位の
等しいＱ２のエミツタ・ベース間電圧ＶBEQ2の比
較対象となるエミツタ・ベース間オフセツト電圧
ＶBEQ7を生成する基準トランジスタである。Ｑ７
は共通コレクタ増幅トランジジスタで、そのエミ
ツタ電流は大部分端子T3，T4を介してNPNトラ
ンジスタＱ８のコレクタ電流需要を満たすように
流れる。Ｑ８およびNPNトランジスタＱ９はＱ
５を親ミラートランジスタとする２出力電流ミラ
ー増幅器の子ミラートランジスタで、入力接続部
１１、出力接続部１２，１３および共通接続部１
４を有する。その各エミツタ電極の側にで示す
ようにその各エミツタ・ベース接合の有効面積が
等しくなつているとすると、Ｑ７およびＱ５のエ
ミツタ・ベース間オフセツト電圧ＶBEQ7およびＶ
BEQ5は相等しい。（これはＱ５，Ｑ８間の電流ミ
ラー作用およびＱ７のエミツタをコレクタ負荷と
する８の共通エミツタ増幅器作用による。） 電力トランジスタＱ２，Ｑ４は何れも通常モノ
リシツク型集積回路構成の複数個の並列トランジ
スタであり、その電力トランジスタのエミツタ・
ベース接合の等価有効面積はその並列成分トラン
ジスタのエミツタ・ベース接合の有効面積の和で
ある。Ｑ２，Ｑ４のエミツタ・ベース接合の等価
有効面積は常に図示のごとくＱ７，Ｑ５のそれの
ｍ倍で、ｍは正の数である。このためＱ２，Ｑ４
のエミツタ・ベース接合のオフセツト電位はＱ
７，Ｑ５のそれより同じ電流レベルにおいて、
（KT／ｑ）ln ｍだけ小さい。この結論はトラン
ジスタ動作を表わす次の公知式を検討することに
より得られる。
等しいＱ２のエミツタ・ベース間電圧ＶBEQ2の比
較対象となるエミツタ・ベース間オフセツト電圧
ＶBEQ7を生成する基準トランジスタである。Ｑ７
は共通コレクタ増幅トランジジスタで、そのエミ
ツタ電流は大部分端子T3，T4を介してNPNトラ
ンジスタＱ８のコレクタ電流需要を満たすように
流れる。Ｑ８およびNPNトランジスタＱ９はＱ
５を親ミラートランジスタとする２出力電流ミラ
ー増幅器の子ミラートランジスタで、入力接続部
１１、出力接続部１２，１３および共通接続部１
４を有する。その各エミツタ電極の側にで示す
ようにその各エミツタ・ベース接合の有効面積が
等しくなつているとすると、Ｑ７およびＱ５のエ
ミツタ・ベース間オフセツト電圧ＶBEQ7およびＶ
BEQ5は相等しい。（これはＱ５，Ｑ８間の電流ミ
ラー作用およびＱ７のエミツタをコレクタ負荷と
する８の共通エミツタ増幅器作用による。） 電力トランジスタＱ２，Ｑ４は何れも通常モノ
リシツク型集積回路構成の複数個の並列トランジ
スタであり、その電力トランジスタのエミツタ・
ベース接合の等価有効面積はその並列成分トラン
ジスタのエミツタ・ベース接合の有効面積の和で
ある。Ｑ２，Ｑ４のエミツタ・ベース接合の等価
有効面積は常に図示のごとくＱ７，Ｑ５のそれの
ｍ倍で、ｍは正の数である。このためＱ２，Ｑ４
のエミツタ・ベース接合のオフセツト電位はＱ
７，Ｑ５のそれより同じ電流レベルにおいて、
（KT／ｑ）ln ｍだけ小さい。この結論はトラン
ジスタ動作を表わす次の公知式を検討することに
より得られる。
ＶBE（KT／ｑ）ln（Ｉ／AJS）
但し、ＶBEはトランジスタのエミツタ・ベース
間電圧、Ｋはボルツマン常数、Ｔはトランジスタ
のエミツタ・ベース接合の絶対温度、ｑは電子電
荷、Ｉはトランジスタの出力電流、Ａはトランジ
スタのエミツタ・ベース接合の有効面積、ＪSは
ＶBEが零のときトランジスタのエミツタ・ベース
接合を通る電流の平均密度である。Ｑ５，Ｑ７は
それぞれＱ４，Ｑ２と親密な熱的結合を施されて
いるため、Ｑ５，Ｑ７の動作温度はそれぞれれＱ
４，Ｑ２の動作温度を追跡する。
間電圧、Ｋはボルツマン常数、Ｔはトランジスタ
のエミツタ・ベース接合の絶対温度、ｑは電子電
荷、Ｉはトランジスタの出力電流、Ａはトランジ
スタのエミツタ・ベース接合の有効面積、ＪSは
ＶBEが零のときトランジスタのエミツタ・ベース
接合を通る電流の平均密度である。Ｑ５，Ｑ７は
それぞれＱ４，Ｑ２と親密な熱的結合を施されて
いるため、Ｑ５，Ｑ７の動作温度はそれぞれれＱ
４，Ｑ２の動作温度を追跡する。
Ｑ２，Ｑ７の各エミツタ・ベース間電圧ＶBEQ2
ＶBEQ7はロングテールドペア構成のNPNトランジ
スタＱ１０，Ｑ１１により差動的に比較され、そ
のエミツタの相互接続点からＱ９のコレクタにテ
ール電流が供給される。図示の回路ではこのテー
ル電流が実質的にI3に等しいが、他の回路構成に
よりこのテール電流を発生することもできる。出
力電流が正常なとき、ＶBEQ2はＶBEQ7より実質的
に小さいから、Ｑ１１のベースに印加されるＱ２
のエミツタ電位がＱ１０のベースに（端子T4，
T3を介して）印加されるＱ７のエミツタ電位よ
り高ければ、Ｑ１１は導通してＱ９がコレクタ電
流として必要とするテール電流を流し、Ｑ１０は
非導通にバイアスされる。しかしＱ２に過電流状
態が生じると、ＶBEQ2は上昇してＱ１１の導電度
を下げ、Ｑ１０を導通させる。従つてＱ１０の導
通はＱ２の過電流状態を指示することになる。Ｑ
１０のコレクタはＱ１のベースに結合され、この
Ｑ２の過電流状態の指示に応じてＱ１のベース駆
動電流を制限するようになつている。Ｑ１０の導
通時はそのコレクタ電流の需要がＱ１従つてＱ２
に対するベース駆動電流I1の一部の分流によつて
満足される。
ＶBEQ7はロングテールドペア構成のNPNトランジ
スタＱ１０，Ｑ１１により差動的に比較され、そ
のエミツタの相互接続点からＱ９のコレクタにテ
ール電流が供給される。図示の回路ではこのテー
ル電流が実質的にI3に等しいが、他の回路構成に
よりこのテール電流を発生することもできる。出
力電流が正常なとき、ＶBEQ2はＶBEQ7より実質的
に小さいから、Ｑ１１のベースに印加されるＱ２
のエミツタ電位がＱ１０のベースに（端子T4，
T3を介して）印加されるＱ７のエミツタ電位よ
り高ければ、Ｑ１１は導通してＱ９がコレクタ電
流として必要とするテール電流を流し、Ｑ１０は
非導通にバイアスされる。しかしＱ２に過電流状
態が生じると、ＶBEQ2は上昇してＱ１１の導電度
を下げ、Ｑ１０を導通させる。従つてＱ１０の導
通はＱ２の過電流状態を指示することになる。Ｑ
１０のコレクタはＱ１のベースに結合され、この
Ｑ２の過電流状態の指示に応じてＱ１のベース駆
動電流を制限するようになつている。Ｑ１０の導
通時はそのコレクタ電流の需要がＱ１従つてＱ２
に対するベース駆動電流I1の一部の分流によつて
満足される。
Ｑ２，Ｑ７，Ｑ１０，Ｑ１１の動作温度の追跡
によつてこれらの動作温度に対して過電流感知感
度が低下することに注意すべきである。これは
（KT／ｑ）従つてＴに比例するＱ２，Ｑ７のエ
ミツタ・ベース間電圧の特定の差がＴの変動範囲
に亘つてそのＱ２，Ｑ７の出力電流間の特定の一
定比に関係するように、Ｑ１０，Ｑ１１のエミツ
タ・ベース間電圧の（KT／ｑ）に比例する同じ
差がそのＱ１０，Ｑ１１の出力電流間の一定比に
関係するためである。
によつてこれらの動作温度に対して過電流感知感
度が低下することに注意すべきである。これは
（KT／ｑ）従つてＴに比例するＱ２，Ｑ７のエ
ミツタ・ベース間電圧の特定の差がＴの変動範囲
に亘つてそのＱ２，Ｑ７の出力電流間の特定の一
定比に関係するように、Ｑ１０，Ｑ１１のエミツ
タ・ベース間電圧の（KT／ｑ）に比例する同じ
差がそのＱ１０，Ｑ１１の出力電流間の一定比に
関係するためである。
ＶBEQ2とＶBEQ7との差動的比較にNPNトランジ
スタＱ１０，Ｑ１１のロングテールドペア構成を
用いると、レベル移動回路の必要なく駆動段DS
の出力I1に直接Ｑ１０のコレクタ電流需要を適用
することが容易である。
スタＱ１０，Ｑ１１のロングテールドペア構成を
用いると、レベル移動回路の必要なく駆動段DS
の出力I1に直接Ｑ１０のコレクタ電流需要を適用
することが容易である。
Ｑ４，Ｑ５のエミツタ・ベース間電圧ＶBEQ4お
よびＶBEQ5はロングテールドペア構成のPNPトラ
ンジスタＱ１２，Ｑ１３により差動的に比較され
る。Ｑ１２，Ｑ１３のエミツタ接続点には電流源
ＩS2から直流電流I4がテール電流として供給され
る。Q2，Q4を保護する回路の過電流保護特性の
整合を容易にするため、I3，I4の値を等しくする
ことができる。
よびＶBEQ5はロングテールドペア構成のPNPトラ
ンジスタＱ１２，Ｑ１３により差動的に比較され
る。Ｑ１２，Ｑ１３のエミツタ接続点には電流源
ＩS2から直流電流I4がテール電流として供給され
る。Q2，Q4を保護する回路の過電流保護特性の
整合を容易にするため、I3，I4の値を等しくする
ことができる。
出力電流が正常なときＶBEQ4はＶBEQ5より実質
的に低いため、Ｑ１３のベースに印加されるＱ４
のベース電位がＱ１２のベースに（端子T1，T2
を介して）印加されるＱ５のベース電位よりも低
くなり、Ｑ１３は導通してテール電流I4を流し、
Ｑ１２は非導通にバイアスされる。しかしＱ４に
過電流状態が起ると、ＶBEQ4が上昇してＱ１３の
導電度を下げ、Ｑ１２を導通させる。これによつ
て生ずるＱ１２のコレクタ電流はＱ４の過電流状
態の指示となる。この指示はＱ３のベースへの出
力接続部２２および接地点への共通接続部２３を
有するNPNトランジスタＱ１４，Ｑ１５電流ミ
ラー増幅器構成の入力接続部２１に印加される。
Ｑ１２のコレクタ電流に応じて同じ大きさのコレ
クタ電流がＱ１５により接続部２２に要求され
る。このＱ１２，Ｑ１５のコレクタ電流が相等し
いのは、Ｑ１４，Ｑ１５のエミツタ・ベース接合
の有効面積の比がその各エミツタ電極の側ので
示すように１：１であるため、Ｑ１４，Ｑ１５の
電流ミラー増幅器構成の電流利得が実質的に−１
に等しいからである。Ｑ１５のコレクタ電流の需
要はI2の一部により満され、これによつてＱ３従
つてＱ４のベース駆動電流の増大は抑制される。
的に低いため、Ｑ１３のベースに印加されるＱ４
のベース電位がＱ１２のベースに（端子T1，T2
を介して）印加されるＱ５のベース電位よりも低
くなり、Ｑ１３は導通してテール電流I4を流し、
Ｑ１２は非導通にバイアスされる。しかしＱ４に
過電流状態が起ると、ＶBEQ4が上昇してＱ１３の
導電度を下げ、Ｑ１２を導通させる。これによつ
て生ずるＱ１２のコレクタ電流はＱ４の過電流状
態の指示となる。この指示はＱ３のベースへの出
力接続部２２および接地点への共通接続部２３を
有するNPNトランジスタＱ１４，Ｑ１５電流ミ
ラー増幅器構成の入力接続部２１に印加される。
Ｑ１２のコレクタ電流に応じて同じ大きさのコレ
クタ電流がＱ１５により接続部２２に要求され
る。このＱ１２，Ｑ１５のコレクタ電流が相等し
いのは、Ｑ１４，Ｑ１５のエミツタ・ベース接合
の有効面積の比がその各エミツタ電極の側ので
示すように１：１であるため、Ｑ１４，Ｑ１５の
電流ミラー増幅器構成の電流利得が実質的に−１
に等しいからである。Ｑ１５のコレクタ電流の需
要はI2の一部により満され、これによつてＱ３従
つてＱ４のベース駆動電流の増大は抑制される。
第２図は第１図のプツシユプル増幅器の電力ト
ランジスタＱ２の過電流保護回路の変形で、ＶBE
Ｑ２とＶBEQ7との差動的比較にロングテールドペア
構成のNPNトランジスタＱ１０，Ｑ１１の代り
にPNPトランジスタＱ１６，Ｑ１７を用いたもの
である。例えば図示のようにPNPトランジスタＱ
１８，Ｑ１９の電流ミラー増幅器構成を用いてＱ
９のコレクタ電流を反転することにより、Ｑ１
６，Ｑ１７のエミツタ電極の接続点に正のテール
電流が供給される。出力電流が正常なとき、低い
ＶBEQ2はＱ１７のベースを高いＶBEQ7がＱ１６の
ベースをバイアスするより相当正にバイアスする
から、Ｑ１６はＱ１９のコレクタからのテール電
流を全部導通し、Ｑ１７は非導通になる。しかし
Ｑ２に過電流状態が生じると、ＶBEQ2が低下して
Ｑ１６の導電度が低下し、Ｑ１７が導通する。こ
のＱ１７のコレクタ電流は出力接続部３２がＱ１
のベース電極に接続され、共通接続部３３が接地
されたNPNトランジスタＱ２０，Ｑ２１の電流
ミラー回路の入力接続部３１に印加される。Ｑ１
７のコレクタ電流に応じてＱ２１がコレクタ電流
を要求するが、この要求はI1によつて満たされ、
これによつてＱ１従つてＱ２のベース駆動電流の
増加が抑制される。
ランジスタＱ２の過電流保護回路の変形で、ＶBE
Ｑ２とＶBEQ7との差動的比較にロングテールドペア
構成のNPNトランジスタＱ１０，Ｑ１１の代り
にPNPトランジスタＱ１６，Ｑ１７を用いたもの
である。例えば図示のようにPNPトランジスタＱ
１８，Ｑ１９の電流ミラー増幅器構成を用いてＱ
９のコレクタ電流を反転することにより、Ｑ１
６，Ｑ１７のエミツタ電極の接続点に正のテール
電流が供給される。出力電流が正常なとき、低い
ＶBEQ2はＱ１７のベースを高いＶBEQ7がＱ１６の
ベースをバイアスするより相当正にバイアスする
から、Ｑ１６はＱ１９のコレクタからのテール電
流を全部導通し、Ｑ１７は非導通になる。しかし
Ｑ２に過電流状態が生じると、ＶBEQ2が低下して
Ｑ１６の導電度が低下し、Ｑ１７が導通する。こ
のＱ１７のコレクタ電流は出力接続部３２がＱ１
のベース電極に接続され、共通接続部３３が接地
されたNPNトランジスタＱ２０，Ｑ２１の電流
ミラー回路の入力接続部３１に印加される。Ｑ１
７のコレクタ電流に応じてＱ２１がコレクタ電流
を要求するが、この要求はI1によつて満たされ、
これによつてＱ１従つてＱ２のベース駆動電流の
増加が抑制される。
第３図は第１図のプツシユプル増幅器のＱ２の
ような電力トランジスタ用の他の過電流保護回路
を示す。トランジスタＱ２２，Ｑ２３は第１図の
Ｑ１０，Ｑ１１と同様NPN型で、被保護トラン
ジスタＱ２のエミツタ・ベース間電圧ＶBEQ2をダ
イオード結合NPN基準トランジスタＱ２４のエ
ミツタ・ベース間電圧に比較するのに用いられる
が、Ｑ２２，Ｑ２３はエミツタ電位でなくベース
電位を比較する。Ｑ２，Ｑ２４はそのエミツタ電
極間に挿間素子がなく直結されているため同じエ
ミツタ電位を有する。PNPトランジスタ２５，２
６の電流ミラー増幅器構成は、Ｑ８のコレクタ電
流需要を受ける入力接続部４１、ダイオード接続
基準トランジスタＱ２４にＱ８のコレクタ電流需
要に比例する）順方向バイアス電流を供給する出
力接続部４２およびＢ＋電源に対する共通接続部
を有する。Ｑ２の電流レベルが正常なとき、Ｑ２
２は導通してＱ９のコレクタに要求されるテール
電流をすべて流し、そのコレクタはＢ＋電源に接
続される。Ｑ２が過電流状態のときはＶBEQ2が上
昇してＱ２３を導通させ、Ｑ２２は導電度が低下
する。Ｑ２３のコレクタ電極はＱ１のベースに接
続され、そのコレクタ電流需要がI1の一部をＱ１
従つてＱ２のベース駆動電流から分配することに
より満たされる。
ような電力トランジスタ用の他の過電流保護回路
を示す。トランジスタＱ２２，Ｑ２３は第１図の
Ｑ１０，Ｑ１１と同様NPN型で、被保護トラン
ジスタＱ２のエミツタ・ベース間電圧ＶBEQ2をダ
イオード結合NPN基準トランジスタＱ２４のエ
ミツタ・ベース間電圧に比較するのに用いられる
が、Ｑ２２，Ｑ２３はエミツタ電位でなくベース
電位を比較する。Ｑ２，Ｑ２４はそのエミツタ電
極間に挿間素子がなく直結されているため同じエ
ミツタ電位を有する。PNPトランジスタ２５，２
６の電流ミラー増幅器構成は、Ｑ８のコレクタ電
流需要を受ける入力接続部４１、ダイオード接続
基準トランジスタＱ２４にＱ８のコレクタ電流需
要に比例する）順方向バイアス電流を供給する出
力接続部４２およびＢ＋電源に対する共通接続部
を有する。Ｑ２の電流レベルが正常なとき、Ｑ２
２は導通してＱ９のコレクタに要求されるテール
電流をすべて流し、そのコレクタはＢ＋電源に接
続される。Ｑ２が過電流状態のときはＶBEQ2が上
昇してＱ２３を導通させ、Ｑ２２は導電度が低下
する。Ｑ２３のコレクタ電極はＱ１のベースに接
続され、そのコレクタ電流需要がI1の一部をＱ１
従つてＱ２のベース駆動電流から分配することに
より満たされる。
第４図は第３図の変形で、基準トランジスタと
してダイオード接続NPNトランジスタＱ２４の
代りにPNPエミツタホロワトランジスタＱ２８が
用いられている。この回路はＱ２６のコレクタ電
流の信号出力端子に流れる部分を減じる。Ｑ２８
はコレクタが接地されているから、必要に応じて
横型トランジスタの代りに、回路素子間に逆バイ
アス接合分離を用いる通常のモノリシツク型集積
回路の基板をコレクタとした縦型トランジスタと
することができる。
してダイオード接続NPNトランジスタＱ２４の
代りにPNPエミツタホロワトランジスタＱ２８が
用いられている。この回路はＱ２６のコレクタ電
流の信号出力端子に流れる部分を減じる。Ｑ２８
はコレクタが接地されているから、必要に応じて
横型トランジスタの代りに、回路素子間に逆バイ
アス接合分離を用いる通常のモノリシツク型集積
回路の基板をコレクタとした縦型トランジスタと
することができる。
第５図はさらに他の変形で、NPNトランジス
タＱ２２，Ｑ２３の代りにPNP差動比較トランジ
スタＱ２９，Ｑ３０を用いたものである。Ｑ２
９，Ｑ３０の相互接続エミツタ電極には第２図の
Ｑ１６，Ｑ１７の相互接続エミツタ電極と同様に
して電流を供給され、過電流状態のときＱ１のベ
ースにＱ２９のコレクタ電流需要を供給するため
にＱ２０，Ｑ２１の電流ミラー増幅器構成が用い
られる。
タＱ２２，Ｑ２３の代りにPNP差動比較トランジ
スタＱ２９，Ｑ３０を用いたものである。Ｑ２
９，Ｑ３０の相互接続エミツタ電極には第２図の
Ｑ１６，Ｑ１７の相互接続エミツタ電極と同様に
して電流を供給され、過電流状態のときＱ１のベ
ースにＱ２９のコレクタ電流需要を供給するため
にＱ２０，Ｑ２１の電流ミラー増幅器構成が用い
られる。
差動増幅器として用いられるロングテールドペ
ア構成はそれぞれ整合トランジスタから成るＱ１
０とＱ１１，Ｑ１２とＱ１３，Ｑ１６とＱ１７お
よびＱ２２とＱ２３の各対を含む平衡型として示
されているが、Ｑ１１のエミツタ・ベース接合の
有効面積を、ｎを１より大きい数として、Ｑ１０
のエミツタ・ベース接合のそれのｎ倍にして、基
準トランジスタＱ７のコレクタ・エミツタ電流の
レベルに対し被保護トランジスタＱ２に過電流保
護が付されるレベルを上げるような不平衡ロング
テールドペア構成を得ることもできる。同様の理
由で他のロングテールドペアも同様に不平衡対と
することができる。
ア構成はそれぞれ整合トランジスタから成るＱ１
０とＱ１１，Ｑ１２とＱ１３，Ｑ１６とＱ１７お
よびＱ２２とＱ２３の各対を含む平衡型として示
されているが、Ｑ１１のエミツタ・ベース接合の
有効面積を、ｎを１より大きい数として、Ｑ１０
のエミツタ・ベース接合のそれのｎ倍にして、基
準トランジスタＱ７のコレクタ・エミツタ電流の
レベルに対し被保護トランジスタＱ２に過電流保
護が付されるレベルを上げるような不平衡ロング
テールドペア構成を得ることもできる。同様の理
由で他のロングテールドペアも同様に不平衡対と
することができる。
被保護トランジスタに過電流保護が付与される
レベルを基準トランジスタを流れる電流のレベル
より上げる他の方法は、基準トランジスタの面積
が減少に相当する状態を作ることで、これはその
基準トランジスタのエミツタ・ベース間電圧に抵
抗による降下を加えることにより達し得る。第６
図は第１図の基準トランジスタＱ５のエミツタ・
ベース間電圧ＶBEQ5を上昇させるため端子Ｔ１，
Ｔ２間に抵抗Ｒ１を挿入したもの、第７図は第１
図または第２図の基準トランジスタＱ７のエミツ
タ・ベース間電圧ＶBEQ7を上昇させるため端子Ｔ
３，Ｔ４間に抵抗Ｒ２を挿入したもの、第８図は
第３図の基準トランジスタＱ２４のエミツタ・ベ
ース間電圧ＶBEQ24を上昇させるため、または第
４図または第５図の基準トランジスタＱ２８のエ
ミツタ・ベース間電圧ＶBEQ28を上昇させるため
端子Ｔ５，Ｔ６間に抵抗Ｒ３を挿入したものをそ
れぞれ示す。過電流保護の動作温度からの独立性
は、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３のような抵抗の両端間の電
位降下が被保護トランジスタおよび基準トランジ
スタが動作する絶対温度に比例して変るような温
度係数をI3に与えることにより維持される。
レベルを基準トランジスタを流れる電流のレベル
より上げる他の方法は、基準トランジスタの面積
が減少に相当する状態を作ることで、これはその
基準トランジスタのエミツタ・ベース間電圧に抵
抗による降下を加えることにより達し得る。第６
図は第１図の基準トランジスタＱ５のエミツタ・
ベース間電圧ＶBEQ5を上昇させるため端子Ｔ１，
Ｔ２間に抵抗Ｒ１を挿入したもの、第７図は第１
図または第２図の基準トランジスタＱ７のエミツ
タ・ベース間電圧ＶBEQ7を上昇させるため端子Ｔ
３，Ｔ４間に抵抗Ｒ２を挿入したもの、第８図は
第３図の基準トランジスタＱ２４のエミツタ・ベ
ース間電圧ＶBEQ24を上昇させるため、または第
４図または第５図の基準トランジスタＱ２８のエ
ミツタ・ベース間電圧ＶBEQ28を上昇させるため
端子Ｔ５，Ｔ６間に抵抗Ｒ３を挿入したものをそ
れぞれ示す。過電流保護の動作温度からの独立性
は、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３のような抵抗の両端間の電
位降下が被保護トランジスタおよび基準トランジ
スタが動作する絶対温度に比例して変るような温
度係数をI3に与えることにより維持される。
これを行うよい方法は、供給する電流I3が抵抗
を流れる電流に比例するような電流源ＩS1を用
い、その抵抗の両端間の電圧を同じ温度で動作す
る２つのトランジスタのエミツタ・ベース間電圧
の差に等しくなるようにしてKT／ｑに比例する
ように保ち、その抵抗をＲ１，Ｒ２またはＲ３と
同じ温度で働かせ、また同じ抵抗温度係数を持た
せることである。この一般形式の２端子電流調整
器は米国特許第3629691号、同第3911353号、同第
3930172号および同第4063149号の各明細書に詳述
されている。
を流れる電流に比例するような電流源ＩS1を用
い、その抵抗の両端間の電圧を同じ温度で動作す
る２つのトランジスタのエミツタ・ベース間電圧
の差に等しくなるようにしてKT／ｑに比例する
ように保ち、その抵抗をＲ１，Ｒ２またはＲ３と
同じ温度で働かせ、また同じ抵抗温度係数を持た
せることである。この一般形式の２端子電流調整
器は米国特許第3629691号、同第3911353号、同第
3930172号および同第4063149号の各明細書に詳述
されている。
第９図は一方の端子が第１図の準線形増幅器の
端子Ｔ２に接続され、他方の端子が電流ミラー増
幅器CMAの入力接続部５１に、さらにCMAの入
力回路を介してその共通接続部５３およびＢ＋動
作電位源に接続された上記２端子電流調整器
IREGの任意の１つを示す。CMAの出力接続部５
２はI3に比例するテール電流I4をＱ１２，Ｑ１３
のエミツタ電極の接続点に供給する。
端子Ｔ２に接続され、他方の端子が電流ミラー増
幅器CMAの入力接続部５１に、さらにCMAの入
力回路を介してその共通接続部５３およびＢ＋動
作電位源に接続された上記２端子電流調整器
IREGの任意の１つを示す。CMAの出力接続部５
２はI3に比例するテール電流I4をＱ１２，Ｑ１３
のエミツタ電極の接続点に供給する。
また２つのトランジスタのエミツタ・ベース間
電圧の差に等しい電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２またはＲ
３の両端間に印加することにより、その両端間に
KT／ｑに比例する電圧を生成することもでき
る。第１０図は米国特許第3629691号明細書記載
のものと同様の回路で、NPNトランジスタＱ
５，Ｑ６の各エミツタ・ベース電圧ＶBEQ5，ＶBE
Ｑ６間の差に等しい電圧をＲ１の両端間に印加する
ものである。
電圧の差に等しい電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２またはＲ
３の両端間に印加することにより、その両端間に
KT／ｑに比例する電圧を生成することもでき
る。第１０図は米国特許第3629691号明細書記載
のものと同様の回路で、NPNトランジスタＱ
５，Ｑ６の各エミツタ・ベース電圧ＶBEQ5，ＶBE
Ｑ６間の差に等しい電圧をＲ１の両端間に印加する
ものである。
当業者は上述の説明によつて容易にこの発明の
他の種々の変形を設計することができ、この発明
の原理によるこのような過電流保護装置はすべて
特許請求の範囲に限定するこの発明の技術的範囲
に属する筈である。
他の種々の変形を設計することができ、この発明
の原理によるこのような過電流保護装置はすべて
特許請求の範囲に限定するこの発明の技術的範囲
に属する筈である。
第１図はこの発明を実施した各過電流保護回路
により過電流保護が付与される１対のAB級プツ
シユプル型負荷駆動用出力トランジスタを持つ準
線形増幅器の回路図、第２図ないし第５図は第１
図の過電流保護回路の一方または他方に置換し得
るこの発明を実施した他の過電流保護回路の回路
図、第６図ないし第８図は第１図ないし第５図に
示すこの発明の実施例に加え得る変形の回路図、
第９図はこの発明の実施例に用いて有利な電流源
構成のブロツク回路図、第１０図はこの発明の実
施例に用いて有利な他の電流源構成の回路図であ
る。 Ｑ２，Ｑ４……被保護トランジスタ、Ｑ５，Ｑ
７……基準トランジスタ、ＩS1，Ｑ８……所定レ
ベルの電流を流す手段、Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１
２，Ｑ１３……差動比較手段、Ｑ１，Ｑ３……過
電流指示応動手段。
により過電流保護が付与される１対のAB級プツ
シユプル型負荷駆動用出力トランジスタを持つ準
線形増幅器の回路図、第２図ないし第５図は第１
図の過電流保護回路の一方または他方に置換し得
るこの発明を実施した他の過電流保護回路の回路
図、第６図ないし第８図は第１図ないし第５図に
示すこの発明の実施例に加え得る変形の回路図、
第９図はこの発明の実施例に用いて有利な電流源
構成のブロツク回路図、第１０図はこの発明の実
施例に用いて有利な他の電流源構成の回路図であ
る。 Ｑ２，Ｑ４……被保護トランジスタ、Ｑ５，Ｑ
７……基準トランジスタ、ＩS1，Ｑ８……所定レ
ベルの電流を流す手段、Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１
２，Ｑ１３……差動比較手段、Ｑ１，Ｑ３……過
電流指示応動手段。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ベース、エミツタ、コレクタの各電極および
エミツタ・ベース間のエミツタ・ベース接合を有
し、ベース駆動電流およびエミツタ・コレクタ間
電圧を受入れるように接続された被保護トランジ
スタを持つ電子回路において、 ベース、エミツタ、コレクタの各電極およびエ
ミツタ・ベース間のエミツタ・ベース接合を有
し、上記被保護トランジスタと熱的に結合されて
自身の動作温度をその被保護トランジスタの動作
温度に追随させる基準トランジスタと、 上記基準トランジスタがそのコレクタ・エミツ
タ電路に所定レベルの電流を流すようにする手段
と、 上記被保護トランジスタのエミツタ・ベース間
電圧を上記基準トランジスタのエミツタ・ベース
間電圧と比較し、上記被保護トランジスタのエミ
ツタ・ベース間電圧が上記基準トランジスタのエ
ミツタ・ベース間電圧より所定値だけ増大したと
き上記被保護トランジスタに関する過電流状態を
指示するように上記被保護トランジスタ及び上記
基準トランジスタに電気的に接続された差動比較
手段と、 上記過電流状態の指示に応動して上記被保護ト
ランジスタに対するベース駆動電流のそれ以上の
増大を制限する手段と、 を含むトランジスタ用過電流保護回路。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/007,499 US4225897A (en) | 1979-01-29 | 1979-01-29 | Overcurrent protection circuit for power transistor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55102911A JPS55102911A (en) | 1980-08-06 |
| JPS6260847B2 true JPS6260847B2 (ja) | 1987-12-18 |
Family
ID=21726554
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP924380A Granted JPS55102911A (en) | 1979-01-29 | 1980-01-28 | Overcurrent protecting circuit for transistor |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4225897A (ja) |
| JP (1) | JPS55102911A (ja) |
| KR (1) | KR830001456B1 (ja) |
| AT (1) | AT392375B (ja) |
| AU (1) | AU527758B2 (ja) |
| DE (1) | DE3003123A1 (ja) |
| ES (1) | ES8204565A1 (ja) |
| FI (1) | FI73548C (ja) |
| FR (1) | FR2447629B1 (ja) |
| GB (1) | GB2042297B (ja) |
| IT (1) | IT1130234B (ja) |
| NZ (1) | NZ192727A (ja) |
| SE (1) | SE441881B (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57124909A (en) * | 1981-01-27 | 1982-08-04 | Toshiba Corp | Output transistor protection circuit |
| US4321648A (en) * | 1981-02-25 | 1982-03-23 | Rca Corporation | Over-current protection circuits for power transistors |
| US4481553A (en) * | 1982-04-05 | 1984-11-06 | General Electric Company | Protection circuit |
| DE3238880A1 (de) * | 1982-10-21 | 1984-04-26 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Schaltungsanordnung |
| JPH0630543B2 (ja) * | 1987-01-13 | 1994-04-20 | 株式会社東芝 | 出力回路の異常検出報知回路 |
| JPS63268432A (ja) * | 1987-04-27 | 1988-11-07 | Mitsubishi Electric Corp | 短絡保護回路 |
| US5061902A (en) * | 1990-10-03 | 1991-10-29 | International Business Machines Corp. | Linear amplifier |
| IT1244209B (it) * | 1990-12-20 | 1994-07-08 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuito di controllo di caratteristiche tensione/corrente particolarmente per la protezione di transistori di potenza |
| US5485341A (en) * | 1992-09-21 | 1996-01-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power transistor overcurrent protection circuit |
| EP0782236A1 (en) * | 1995-12-29 | 1997-07-02 | Co.Ri.M.Me. Consorzio Per La Ricerca Sulla Microelettronica Nel Mezzogiorno | Circuit for the protection against overcurrents in power electronic devices, and corresponding method |
| DE10128772B4 (de) * | 2001-06-13 | 2009-10-15 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Einschaltstrombegrenzung in Gegentaktverstärkerendstufen |
| CN102497093A (zh) * | 2011-11-11 | 2012-06-13 | 无锡华润上华科技有限公司 | 一种应用于功率因数校正器中的输出过压保护电路 |
| WO2015080599A1 (en) * | 2013-11-26 | 2015-06-04 | Powerbyproxi Limited | Overcurrent protection circuit |
| EP3909127B1 (en) | 2019-01-10 | 2024-05-29 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Bias circuit and power amplifier circuit |
| US12113558B2 (en) | 2020-06-22 | 2024-10-08 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Transmitter circuit |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1265157A (ja) * | 1968-09-27 | 1972-03-01 | ||
| GB1467057A (en) * | 1973-05-24 | 1977-03-16 | Rca Corp | Amplifier with over-current protection |
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-
1979
- 1979-01-29 US US06/007,499 patent/US4225897A/en not_active Expired - Lifetime
-
1980
- 1980-01-22 SE SE8000492A patent/SE441881B/sv not_active IP Right Cessation
- 1980-01-22 GB GB8002119A patent/GB2042297B/en not_active Expired
- 1980-01-22 FI FI800176A patent/FI73548C/fi not_active IP Right Cessation
- 1980-01-22 AU AU54814/80A patent/AU527758B2/en not_active Ceased
- 1980-01-25 IT IT19490/80A patent/IT1130234B/it active
- 1980-01-28 JP JP924380A patent/JPS55102911A/ja active Granted
- 1980-01-28 NZ NZ192727A patent/NZ192727A/xx unknown
- 1980-01-28 AT AT445/80A patent/AT392375B/de not_active IP Right Cessation
- 1980-01-28 KR KR1019800000303A patent/KR830001456B1/ko not_active Expired
- 1980-01-29 DE DE19803003123 patent/DE3003123A1/de active Granted
- 1980-01-29 FR FR8001871A patent/FR2447629B1/fr not_active Expired
- 1980-01-31 ES ES488056A patent/ES8204565A1/es not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ES488056A0 (es) | 1982-04-01 |
| AT392375B (de) | 1991-03-25 |
| DE3003123A1 (de) | 1980-08-07 |
| FR2447629A1 (fr) | 1980-08-22 |
| AU5481480A (en) | 1980-08-07 |
| AU527758B2 (en) | 1983-03-24 |
| SE8000492L (sv) | 1980-07-30 |
| FI73548B (fi) | 1987-06-30 |
| GB2042297B (en) | 1983-03-23 |
| US4225897A (en) | 1980-09-30 |
| KR830002446A (ko) | 1983-05-28 |
| ES8204565A1 (es) | 1982-04-01 |
| GB2042297A (en) | 1980-09-17 |
| FI73548C (fi) | 1987-10-09 |
| KR830001456B1 (ko) | 1983-07-29 |
| NZ192727A (en) | 1983-03-15 |
| IT1130234B (it) | 1986-06-11 |
| JPS55102911A (en) | 1980-08-06 |
| DE3003123C2 (ja) | 1987-07-09 |
| IT8019490A0 (it) | 1980-01-25 |
| ATA44580A (de) | 1990-08-15 |
| FR2447629B1 (fr) | 1985-10-04 |
| SE441881B (sv) | 1985-11-11 |
| FI800176A7 (fi) | 1980-07-30 |
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