JPS6267918A - Ａｆｃ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は衛星放送用受信機等に使用できるＡＦＣ（自動
周波数制御）回路に関するものである。

従来の技術 周波数シンセサイザ方式選局回路を有する受信機におい
ては、局部発振器の周波数精度は周波数シンセサイザ回
路の基準発振器の精度と同等であり、基準発振器には通
常水晶発振器が使用されるので、受信信号の周波数精度
が良い場合には中間周波信号の周波数精度は充分高くな
りＡＦＣ回路は不要である。（〜かし衛星放送受信シス
テムにおいては、マイクロ波帯の受信信号を屋外のダウ
ンコンバータにおいて第１中間周波信号に周波数変換し
た後、ケーブルにて屋内に導びき、その第１中間周波信
号を屋内の受信機（でおいて２回目の周波数変換をし第
２中間周波信号を得るのが一般的である。第２中間周波
への周波数変換は通常選局のために行なわれ、希望チャ
ンネルの信号のみが選択される。こうした選局システム
構成では屋内の受信機の選局用局部発振器の周波数精度
が周波数シンセサイザ方式等によりいかに高くできても
、屋外のダウンコンバータの局部発振器の周波数精度が
あ丑り良くなければ第２中間周波の周波数精度は良くな
らない。実際に、屋外のダウンコンバータの局部発振器
の発振周波数は数ＭＨｚの温度ドリフトを持つのが一般
的である。

一方、第２中間周波の周波数精度に悪くとも数百ＫＨｚ
以内であるべきであり、受信機の選局回路が周波数シン
セサイリ′方式を有する場合でも第２中間周波の周波数
精度を高く保つためにＡＦＣ回路が不可欠である。

上記１７た様な周波数シンセサイザ方式選局回路にＡＦ
Ｃ回路を備えだ従来例としては特開昭５６−２３６７４
号公報に示されているものがある。

第５図は本従来例の構成を示すブロック図である。

以下図面を参照しながら従来例に関して説明する。

第６図の１は受信信号入力端子、２は高周波増幅器、３
は周波数混合器、４は電圧制御型の局部発’＆？５．６
はＰＬＬシン七ザイザ部、６は中間周波Ａ−７ 増幅器、７はＦＭ復調器、８ばＦＭ復調器７の復調信号
出力端子、９は低域通過フィルタ、１０は中間周波数ず
れ検出器である。

第６図は周波数ずれ検出器１０の構成図であり、ＦＭ復
調器７の復調出力を低域通過フィルタ（以下ＬＰＦとい
う）９で平滑して、復調信号から直流電圧成分を取出し
た後、電圧比較器１０ａ、１０ｂによって一定のしきい
値電圧ｖｒ１．ｖｒ２と比較している。ＦＭ信号の復調
出力をＬＰＦ９を介して直流電圧成分を取出すと復調信
号の平均電圧値が得られ、これはＦＭ信号の平均周波数
に対応する。

そこで第６図に示すごとく構成し、あらかじめ設定され
たしきい値電圧ｖｒｊ　＋　ｖｒ２　　と復調出力の平
均電圧値とを比較することにより、中間周波信号の中心
周波数よりのずれが所定の範囲内であるか、またずれが
所定の範囲外であれば中心周波数と比べて高いか低いか
のいずれであるかを検出できる。

これらは第６図の出力端子１ｏθ、１０ｆからの出力を
調べることにより判る。それらの出力をＰＬＬシンセザ
イザ部５に入力し、局部発振器４６、−７ の発振周波数を微調することにより中間周波数がその中
心周波数よりずれていればこれを小さくするように制御
すればＡＦＣ回路が構成できる。

しかしながら、上記のような構成では、ＡＦＣ回路の周
波数基準はＦＭ復調器７そのものであり、衛星放送用受
信機等に使用されるＦＭ復調器は通常高周波、広帯域な
信号を取扱うだめその入力周波数対出力電圧の温度安定
度はあまり良好ではない。このため高い周波数精度を有
するＡＦＣ回路を実現することは困難である。特に復調
すべき信号が高い直線性を要求される映像信号等の場合
では中間周波数のずれに伴なって中間周波バンドパスフ
ィルタを通過する時に振幅及び位相歪が生じないように
することが重要である。

上記したような問題点を解決するために、第７図に示す
よう々構成のＡＦＣ回路が提案されている。以下図面を
参照しながら、本提案における人ＦＣ回路について説明
する。第７図において、入力端子１に受信信号が入力さ
れ、高周波増幅器２、周波数混合器３．中間周波増幅器
６を経て、ＦＭ復調器７に入力され、出力端子８に復調
出力が得られる。電圧制御型の局部発振器４ばその制御
電圧のシンセザイザ回路５により制御される。

制御型ＦＥのシンセザイザ回路５はＰＬＬ周波周波数シ
ンセサイザ方式ることも可能であるし、Ｄ／Ａコンバー
タ等を用いる電圧シンセサイザ方式も可能である。

さて、中間周波信号は分周比がそＪｌぞれＮＨ９ＮＬで
ある分周器１１．１２を介してそれぞれ周波数比較器１
４．１５に入力さＪする。周波数比較器１４．１５の他
方の入力端子には周波数がｆ８　である基準信号発振器
１３の出力信号が入力されている。基準信号としては周
波数精度の高い水晶発振器出力を分周して用いれば良い
。周波数比較器１４．１６とｉ〜では、第８図に示すよ
うな入出力特性を有し、第９図の回路ブロック図のよう
な構成のテアタル型式の位相・周波数検波器を用いてい
る。第９図から判るように紙票周波数よりも分周された
中間周波信号の中心周波数が高ければ位相・周波数検波
器の出力はハイレベル（以下ｔ＋　ＨＩＩと記す）とな
り、逆に低けねばその出力はローレベル（以下゛Ｌ°“
と記す）となる。１〜かし、その出力は基質周波数成分
をも含んでいるので、これを取除くためにＬＰＦｌ　６
．１了を介してそれぞれの周波数比較信号を取出してい
る。ここで正規の中間周波数をｆｏ　とすれば、次式が
成立する様にｆｓ＋ＮＨｒＮＬを定める。

ｆｓ　Ｘ　ＮＬ　＜　ｆｏ　＜　ｆｓ　Ｘ　ＮＨ即ち、
中間周波数がｆｓＸＮＨの時分周器１１に出力される信
号の周波数ばｆｓ　と等１〜くなり、この周波数におい
て周波数比較器１４が周波数弁別できるので周波数比較
出力は論理値が変化する。同様なことは中間周波数がｆ
ｓＸＮｔ、でも生ずる。故に中間周波数とそれぞれの周
波数比較信号との関係は第１０図（ａ）　、　（ｂ’ｌ
に示すようになる。第１ｏ図から判るようにそれぞれの
周波数比較器月は正規の中間周波数ｆｏからのずれの検
知限ｆｓＸＮｕ及びｆｓＸＮｂで出力論理値を変えるの
で、こねらの検知限をｆｏ±３００ＫＨｚ　＠度に設定
ｌ〜、周波数比較信号を用いて選局電圧のシンセザイザ
回路５９２、−７゜ において局部発振器４の制御電圧を微調する必要がある
かどうか、あるいは微調するどすればその方向を判別で
きるので周波数精度の高いＡＦＣＮ路が実現できる。

発明が解決しようとする問題点 しか１７ながら、上記のような構成では第８図に示すよ
うな位相・周波数比較特性を有する位相・周波数検波器
を用いているので、衛星放送信号等のように取扱う中間
周波信号が広帯域ＦＭ信号である場合には、そのＦＭ変
調指数がかなり大きいので分周比ＮＨ＋　ＮＬ　を充分
大きくすることによりＦＭ変調指数を下げて、周波数比
較器が誤動作しないようにする必要がある。特に衛星放
送では一般に地上マイクロ波通信への妨害が生じないた
めに映像信号に加えてエネルギー拡散信号を重畳して伝
送することが行なわれており、その周波数は３０　Ｈｚ
　　で周波数変位は２ＭＨ２ｐ−ｐ程度である。

故にその変調指数は約６７０００であるから、分周比と
しては５００００程度以上必要である。

このように分周比として相当大きな値が必要で１０、。

あるから、中間周波信号の周波数弁別の行なわれる周波
数比較器入力での中間周波信号と基準信号との周波数差
は、実際の中間周波帯での中間周波信号の中心周波数と
中間周波の周波数弁別の検知限ｆ　Ｓ　Ｘ　ＮＨ＋　ｆ
８　Ｘ　ＮＬとの差に比べて５００００分の１程度小さ
いことになる。例えば、中間周波帯での３００　ＫＨｚ
の周波数差は周波数比較器入力では６Ｈｚに変化する。

周波比較信号は６Ｈｚの信号を積分して直流成分を取り
出すのに少なくともその周期と同程度の遅れ時間を必要
とするので正規の論理値が出力されるのには約０．１７
秒の待ち時間が必要である。つまり中間周波の周波数弁
別の検知限に中間周波が近づけば近づく程、周波数比較
信号が正規の論理値になるのに要する時間が長くなり、
この様−子を第１１図に示す。この図から判るようにｅ
ｉ　ＯＫＨｚの精度で周波数比較するには１秒間の検出
待ち時間が必要であるから、例えばＡＦＣ回路の引込み
範囲を±３　ＭＨｚとし、周波数ずれの検知限をそれぞ
れ±３００　ＫＨｚとｉ〜、局部発振器の発振周波数の
微調時制御量を２００ＫＨｚとして、選局機能により任
意の信号を選択Ｌ〜終えた時に中間周波数が引込み範囲
の最大値である＋３　ＭＨｚだけ正規の中間周波数より
ずれていた場合に、２００　ＫＨｚづつ局部発振器の発
振周波数を１秒の間隔を取りんがらＡＦＣ回路動作によ
り中間周波信号を正規の中間周波数に引込捷せてゆくと
すれば第１２図（ａ）、　（＋））に示すような状況に
なる。

即ち、中間周波数の周波数すれか＋３　ＭＨｚのところ
からＡＦＣ回路の機能により周波数すれが小さくなるよ
うに局部発振周波数が微調されるが、１回の周波数微調
では２００　ＫＨｚの周波数シフトであるので１４回の
周波数シフトを繰返して初めてＡＦＣ引込み動作が完了
となる。故にこの動作の所要時間は、 １秒×１４回＝１４秒 となり、相当長いＡＦＣ引込み時間が必要に々るという
問題があった。

なお、第５図に示しだ従来例においても復調信号を基準
信号と比較して周波数ずれの検出を行なうために復調信
号をＬＰＦで平滑し平均直流電圧を得る必要があり、衛
星放送信号等のように低周波のエネルギー拡散信号が重
畳された映像信号を１？滑化するためにはＬＰＦの時定
数に１−相当太きくしなければ周波数すれの検出に誤り
が生ずるのである。このだめ周波教程イ度をあげ。Ｌう
とすＪｌば、周波数ずねの検出のため待ち時間を長くす
る必要があり、これに５ＬすＡＦＣ引込み時間が長くな
るという問題かぁ−）だ。

本発明は上記問題点に鑑み、選局終了時からＡＦＣ引込
み丑でに必要な時間を大幅に短縮することのできるＡＦ
Ｃ回路を提供するととを目的、！−ニしている。。

問題点を解決するだめの手段 この目的を達成するために本発明のＡＦＣｌ路は、中間
周波信号の中心周波数が正規の中間周波数と比べて所定
値以上に周波数がず才１ているかどうかを判定してそＪ
ｌを補正判定信号として得るとともにその周波数ず才］
が正規の中間周波数と比べて高いか低いかの方向を判定
してそれを補正方向信号と１〜て得る周波数ずＪ１検出
器と、電圧側御型局部発振器の周波数制御を行なう選局
電圧のシンセサイザ回路を補正判定信号と補正方向信号
とを遅延時間設定手段の制御により入力する信号入力手
段と、この信号入力手段の出力を入力して周波数制御電
圧の微調を行なう制御電圧微調手段と、前記信号入力手
段の出力を入力して前回の記憶手続きにより記憶されて
いるそれらの論理値と入力値との差異の有無を判定する
とともにそれらの論理値を各々更新記憶する前値比較手
段と、制御電圧微調手段の出力と選局指令信号と前値比
較手段の出力とを入力して局部発振周波数の変更が完了
してから信号入力手段が入力信号のテークを読み込むま
での遅延時間の設定を行なう遅延時間設定手段と、選局
指令信号と制御電圧微調手段の出力とを入力して局部発
振器の制御電圧を発生する制御電圧発生回路とを備え、
選局指令信号による選局動作毎に補正方向信号及び補正
判定信号がそれらの正規の値に収束するのに必要な時間
の約０．１倍から０．３倍程度の遅延時間を遅延時間設
定手段に与え、前値比較手段により補正判定信号もしく
は補正判定信号の論理値が記憶しである論理値から初め
て変化した時点以降は補正判定信号及び補正方向信号が
そＪｌらの正規の値に収束するのに必要な時間と同等以
上の遅延時間をりオーて局部発振［＋−］′１路の制御
電圧を微調する構成を備えている。

作用 本発明は上記した構成により、周波数ずれ検出器により
局部発振器の発掘周波数を微調するため必要な補正判定
信号及び補正方向信号を得る。これらの信けけ遅延時間
設定手段により適当なタイｉングを与えられて信号入力
手段により各々の論理値が読み込捷れる。それらの論理
値は制御電圧微調手段により制御電圧発生回路を制御し
て局部発振器制御電圧を微調するのに用いらＩ７る。前
値比較手段は信号入力手段により入力された補正判定信
号もしくは補正方向信号が既に記憶しであるそれらの値
と差異があるかどうかを判定し、差異が生ずれは遅延時
間設定手段の遅延時間を変更する制御を行なう。１だ入
力されだ信号を更新記憶し、次回の差異判定に供する。

選局指令信号により選局するチャンネルを切替える度に
補正判定信号及び補正方向信けがそれらの正規の値に１
１７重するのに必要な時間の約０．１倍から０．３倍程
度の遅延時間を−りえているので、ＡＦＣ引込み動作に
おける周波数微調の時間間隔は本来必要な時間と比べて
短かいのでＡＦＣ引込み時間に１短縮される。周波数微
調の時間間隔を短縮ｉ〜でいるので補ＩＦ判定信号もし
くは補市方向信りが正規の論理値にならず、周波数微調
の動作が行きすぎてし捷うが、との行きすぎ−Ｍ゛はそ
の時間短縮の度合いに比例して大きくなる。このだめ時
間短縮率０寸行きすき量を勘案し７て決める必要があり
、約０．１倍から０．３倍程度の時間短縮率であればそ
れほど大きな行きすぎ惜は生じない。

さて、遅延時間を短縮して周波数微調を高速に行なって
いるので若干の行きすき量が生じて補正判定信号もしく
は補正方向信号の論理値に変化が生ずるので、これを前
値比較手段により検出し、遅延時間設定手段における遅
延時間を補正判定信号及び補正方向信号がそれらの正規
の値に収束するのに必要な時間ど同等以ｌ−に設定変更
するので今度は行きすぎ扇−が牛じないので中間周波数
シー４正規の中間周波数に引込寸れてゆく。

実施例 以下本発明の実施例について、図面を参照しながら説明
する。第１図は本発明の一実施例に赴けるＡＦＣｌ路の
ブロック図である。第１図において、入力端子１に受信
信号が入力され、高周波増幅器２、周波数混合器３、周
波変換のだめの局部発掘器４、中間周波増幅２（６を経
て中間周波信号が出力端子２２に得らＪすることしｔ従
来例の第５図と同様である。周波数すね検出器１８は従
来例の第６図の構成でも良いし、第７図のように分周器
１１．１２、基準信号発振器１３、周波数比較器１４．
１６、ＬＰＦ１６．１７の構成でも可能であるが、第７
図の揚台について説明すると、ＬＰＦ１６の出力とＬＰ
Ｆｌ　７の出力との排他的論理和をとれば補正判定信号
として用いることができる。

またＬＰＦｌ　６の出力がＨ″であれば周波数が高い方
にすねていることが判り、ＬＰＦｌ了の出１ｊ、−− 力がＬ゛であれば周波数が低い方にずれていることが判
るので補正方向信号とすることができる。

シンセサイザ回路６は補正判定信号と補正方向信号及び
端子２１から入る選局指令信号を入力１〜で局部発振器
４の発振周波数を制御する制御電圧を発生ずるものであ
り、その詳細は第２図のブロック図で表せる。信号入力
手段５Ｃ１制御電圧微調手段５ｂ、前値比較手段６ｅ、
遅延時間設定手段５ｄはマイクロコンピュータ回路５ａ
において実現される機能である。信号入力手段６Ｃは補
正判定信号及び補正方向信号を遅延時間設定手段５ｄに
より設定される適当なタイミングにおいて入力する。入
力されたそれらの信号は制御電圧微調手段６ｂと前値比
較手段５ｅに送られる。制御電圧微調手段６ｂはこれら
の信号をもとにして中間周波信号の中心周波数が正規の
中間周波数に収れんするように局部発掘器４０制御電圧
を作る制御電圧発生回路６ｆに信号を与える。制御電圧
発生回路５ｆけＰＬＬ−４Ｇによる周波数シンセサイザ
回路もしくはＤ／Ａコンバータ等による電圧シンセサイ
ザ回路にて実現できるが、選局指令信号により選局チャ
ンネルの周波数に対応するＪＭ３部発振周波数で局部発
振器４が発振するようにｉＩｒＩｒ型圧を作りだし、周
波数の微調は制御電圧微調手段５ｂの信号による。寸だ
必要であ才１は局部発振器４の出力を入力する。遅延時
間設定手段５ｄけ制御電圧微調手段５ｂあるいは選局指
令信けにより局部発振間波数を変更してから信号入力手
段６Ｃにより補ＩＦ判定信号および補正方向信号を入力
するまでの遅延時間を設定する役割を果す。前値比較手
段５ｅは入力された補正判定信号および補正方向信号の
論理値が変化する時を検出する役割を果すためそれらの
論理値を配憶１〜ておき新［〜く入力された値と比較し
、異々っていＪｌげその検出出力により遅延時間設定手
段６ｄにおける遅延時間を変更する。

選局指令信号により選局するチャンネルを切替える度に
補正判定信号及び補正方向信号がそれらのｉＥ規の値に
収束するのに必要な時間の約０．１倍から０．３倍程度
の遅延時間を遅延時間設定手段５ｄに力えるので、ＡＦ
Ｃ引込み動作における所背時間は従来の約０．１倍から
０．３倍に短縮される。しか【〜補正判定信号及び補正
方向信号が正規の値に収束するだけの時間をり−えてい
々いので、ＡＦＣ引込み動作により中間周波数はずｆｌ
ていたと反対の方向に行きすぎてし捷う。この状況を第
１１図および第１２図における諸条件で考えてみる。

第１１図からｓ　ｏ　ＫＨｚの周波数精度にて周波数比
較信号（即ち判定方向信号等）が正規の論理値となるだ
めの遅延時間は１秒であるから、選局毎に遅延時間設定
手段６ｄに力える遅延時間を１秒Ｘ０．１　＝０．１秒 とすると、第１１図より５００　ＫＨｚの行きすぎ量が
生じることが判る。第１２図のように＋３　ＭＨｚの周
波数すねが牛じている時に局部発振器４の発振周波数の
微調時制御計が２０ｏ　ＫＨｚであるとすｔｌば、第３
図のようにＡＦＣ引込み動作が行なわれる。第３図から
判るように１７回目の周波数微調により初めて周波数比
較出力の論理値が変化するので、ここで遅延時間の設定
を本来の１秒にすると第１１図より行きすぎｈｌはわず
か５０　ＫＨｚであるから、今度は第２の周波数比較出
力をり、なから周波数ずわの補正をするへどとなり第４
図のようにして１８［１１１［］の周周波機微でＡＦＣ
引込みが完了する。故にＡＦＣ引込みが完了する捷での
所要時間は、 ０．１秒ｘ　１７−１−１秒×１−二２，７秒であるの
で従来の１４秒に比べて相当少ない所要時間となる。

なお、遅延時間を０．３倍にした場合では行きすぎ量は
１５２　ＫＨｚであり、ＡＦＣ引込み完了の所要時間は
約６秒となる。

発明の効果 以」二のように本発明のＡＦＣ回路は、周波数微調の周
ｉｔ＞ｔを補正判定信号及び袖ＩＦ力向信号が本来必要
とする遅延時間より約０．１倍から０．３倍程度に選ぶ
ことにより、ＡＦＣ引込みの所要時間を犬ｌ１県に短縮
できるとともに、補正判定信号及び補正方向信号の変化
を検出した時以降は本来それらの信号が必要とする遅延
時間を与えることにより、従来例と同等の周波数精度で
ＡＦＣ動作を行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例におけるＡＦＣ回路のブロッ
ク図、第２図は第１図のシンセザイザ回路の詳細ブロッ
ク図、第３図、第４図は同本実施例におけるＡＦＣ引込
み動作を示す特性図、第６図は従来例におけるＡＦＣ回
路のブロック図、第６図は第５図の周波数ずれ検出器の
構成を示すブロック図、第７図は本発明に先だって提案
されているＡＦＣ回路のブロック図、第８図は位相・周
波数検波器の入出力特性図、第９図は第７図の周波数比
較器である位相・周波数比較器の構成を示す回路ブロッ
ク図、第１０図は第７図のＬ　Ｐ　Ｆ　１６゜１７の出
力特性図、第１１図は第７図のＬＰＦ１６゜１了の出力
の遅延時間の特性図、第１２図は第７図のＡＦＣ回路に
おけるＡＦＣ引込み動作を示す図である。 ４・・・・・局部発振器、６・・・・・・シンセザイザ
回路、５ａ・・・・・マイクロコンピュータ回路、５ｂ
・・・・・・制御電圧微調手段、６Ｃ・・・・信号入力
手段、５ｄ・・・・・遅延時間設定手段、５ｅ・・・・
・・前置比較手段、６ｆ・・・・・・制御電圧発生回路
、１８・・・・・・周波数ずれ検出器。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　力　ほか１名Ｈ へ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　図ＵＲｏっ 第　８　図 第　９　図 第１Ｃ図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 受信信号と電圧制御型局部発振器の出力とを入力する周
   波数混合器を用いて周波数変換された中間周波信号から
   、その中間周波信号の中心周波数が正規の中間周波数と
   比べて所定値以上周波数ずれが生じているかどうかを判
   定してそれを補正判定信号として得るとともにその周波
   数ずれが正規の中間周波数と比べて高いか低いかの方向
   を判定してそれを補正方向信号として得る周波数ずれ検
   出器と、前記の補正判定信号と補正方向信号とを遅延時
   間設定手段の制御により入力する信号入力手段と、上記
   信号入力手段の出力を入力して周波数制御電圧の微調を
   行う制御電圧微調手段と、上記信号入力手段の出力を入
   力して前回の記憶手続により記憶されているそれらの論
   理値と入力信号の論理値との差異の有無を判定するとと
   もにそれらの信号の論理値を各々更新記憶する前値比較
   手段と、上記制御電圧微調手段の出力と選局指令信号と
   上記前値比較手段の出力とを入力して局部発振周波数の
   変更が完了してから上記信号入力手段が入力信号の論理
   値を読み込むまでの遅延時間の設定を行なう遅延時間設
   定手段と、上記選局指令信号と上記制御電圧微調手段の
   出力を入力して上記電圧制御型局部発振器の制御電圧を
   発生する制御電圧発生回路とを有するシンセサイザ回路
   とを備え、上記選局指令信号による選局動作毎に上記補
   正判定信号及び上記補正方向信号がそれらの正規の値に
   収束するのに必要な時間の約０．１倍から０．３倍程度
   の遅延時間を上記遅延時間設定手段に与え、上記前値比
   較手段により補正判定信号もしくは補正方向信号の論理
   値が記憶してあるそれらの論理値から初めて変化した時
   点以降は上記補正判定信号及び上記補正方向信号がそれ
   らの正規の値に収束するのに必要な時間と同等以上の遅
   延時間を上記遅延時間設定手段に与えて上記電圧制御型
   局部発振器の制御電圧を微調するよう構成したことを特
   徴とするＡＦＣ回路。