JPS6277858A - スイツチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスイッチング電源に関し、特に音声信号のデジ
タル処理回路を有する電子機器を、常動するためのスイ
ッチング電源に関する。

〔発明の概要〕

本発明は、音声のデジタル処理回路、例えば、Ｐ　Ｃヘ
４プロセッサの利用可能な音響・映俄機器等の電子機器
を１烟動するスイッチング電源において、スイッチング
用の発振回路の発振周波数を外部信号に同期可能とし、
上記ＰＣへ・１プロセツサの動作°時には上記発振回路
を上記Ｐ　ＣＭプロセッサの内部の′寺定の信号に：同
期させることによシ、この特定の信号とスイッチング周
波数との干渉を除去し、音声信号のＳＮ比の向上を図る
ものである。

〔従来の技術〕

スイッチング電源はスイッチング発振回路全ｉ１」用し
て電圧全高速で断１克するだめ、ノイズ発生を伴ない易
いが、電源効率が高く、また小型化が容易であるため、
従来より多くの電子機器の電源に用いられている。その
際、上記ノイズ発生を抑制する手段が種々用いられてい
る。

例えば音響機器等にスイッチング電源を用いた場合には
スイッチング周波数ヲ可聴音帯域外に設定し、音として
聞こえないようにしている。

まだ、音９機器等でＰＣＭプロセッサ等のような音声信
号のデジタル処理回路を有する場合には、Ａ／Ｄ変換器
、　Ｉ）／Ａ変換器、積分回路、サンプリング回路等に
用いられるクロックパルスの周波数と電源のスイッチン
グ周波数が干渉を起こし、可聴音帯域にノイズが生じる
場合がある。これを避りるために、スイッチング電源を
完全にシールドしてＮ源のスイッチングによるノイズを
除去する方法が用いられている。あるいはスイッチング
電源をシリーズ電源に代えている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述の音声信号のデジタル処理回路を有する音響機器等
で、スイッチング電ノヲシールドしてスイッチングによ
るノイズ発生を除去する方法では、シールド用の部材が
必要でありコスト高を招く。

また、シールド用の部材を配するスペースを要し、電源
全体としての小型化の常置となる。

になるとともに電源効率の低下がさけられない。

本発明はこのような問題に鐵みてなされたものであシ、
有効にノイズ発生を抑制するスイッチング電源を提供し
、上述の音響機器等におりる音声信号のＳＮ比の向上を
図ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

上述の問題を解決するために本発明では、音声信号のデ
ジタル処理回路を有する電子機器を、駆動するスイッチ
ングｔＳにおいて、上記デジタル処理回路内の特定の周
波数の信号に同期可能なスイッチング周波数発振回路と
、上記スイッチング周波数発振回路の出力信号に基づい
て出力電圧の安定化制御を行なう定電圧制御回路と全備
えてスイッチング電源が構成される。

〔作用〕

本発明に係るスイッチング電源は上述の音声信号のデジ
タル処理回路の動作状態では該デジタル処理回路内の特
定の周波数の信号に同期したスイッチング周波数の信号
に基づいて安定化制御が行なわれる。これにより上記特
定の周波数の信号とスイッチング周波数の信号との干渉
が除去される。

また、上記デジタル処理回路を動作させないときは、上
記スイッチング周波数発振回路の自走発振周波数に基づ
いて安定化制御が行なわれる。

〔実施例〕

以下、本発明に係るスイッチング電源について一実崩例
を図面を参照して詳細に説明する。

第４図に、音声信号のデジタル処理回路として、いわゆ
るＰ　ＣＭプロセッサを何する音響・映像機器に本発明
全適用した一実施例の構成をブロック図で示す。

上記音響・映像機器は主にアナログ回路部４１、デジタ
ル回路部４２、ビデオテープレコーダ〔ＶＴＲ）部４３
、スイッチング電源部４４から構成され、通常のＶＴＲ
としての機能の他に、上記アナログ回路部４１、上記デ
ジタル回路部４２によシ音声信号をデジタル化して上記
ＶＴＲ部４３のビデオカセットテープに記録し、再生す
る機能、いわゆるＰＣＭプロセッサとしての機能を備え
ている。

上記アナログ回路部４１はＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ　’＆
換器、ローパスフィルタ、サンプルホールド回路等から
構成され、記録時には入力端子４１ａに供給される音声
信号全サンプルホールドした後、Ａ／Ｄ変換して上記デ
ジタル回路部４２にデジタルデータを供給する。再生時
には上記デジタル回路部４２から供給されるデジタルデ
ータ２０／Ａ変換して、出力端子４１ｂにアナログ信号
全出力する。

上記アナログ回路部４１の動作は上記デジタル回路部４
２から供給される種々のクロック、例えはサンプリング
クロックｗＣＬ、に、サンプルホールド用クロック２Ｗ
ＣＬＫ、データ伝送用クロックＢＣＬＫ等によシ制御卸
されている。

上記デジタル回路部４２は上記アナログ回路部４１から
供給されるデジタルデータを上記ＶＴＲ部４３におりる
記録に適するよう処理を行なう。

また上記ＶＴＲ部４３からの再生信号に対しデジタル的
な処理を行ない音声のデジタルデータ全上記アナログ回
路部４１へ供給する。

上記ＶＴＲ部４３はスイッチ４３ｂによって入力端子４
３ｄから供給されるビデオ信号と上記デジタル回路部４
２から供給される信号とが切換えられる。また上記ＶＴ
Ｒ部４３から出力される信号はスイッチ４３ａにより出
力端子４３ｃと上記デジタル回路部４２のいずれかに切
換えられる。

上記スイッチング電源部４４は上記アナ′ログ回φ 踏部４１、上記デジタル回路部仝２、上記ＶＴＲ部４３
に所要の電圧を供給する。また、上記スイッチング電源
部４４は上記デジタル回路部４２よシサンプルホールド
用クロック２　Ｗ　ＣＬ　Ｋが供給されている。

次に第１図に上記スイッチング電源部４４の回路図を示
す。該スイッチング電源部４４はスイッチング信号を生
成するだめのスイッチング周波数発振回路１と、出力電
圧の誤差を検出し、誤差電圧に応じてスイッチング信号
の幅を制御して出力電圧を安定化する定電圧制御回路２
より成る。

まず上記スイッチング周波数発振回路１について説明す
る。

同図において、一端が接地されたコンデンサＣ２はコン
パレータ１Ｃの（＋）入力及びコンパレータ１ｄの（−
）入力に接続されるとともに、スイッチ１ｆｉ介して・
巾′流ａ、ｃ’　１）　４ｐ　１ａに、スイッチ１ｇｋ
介して電流源（Ｉ２）、ｌｂに接続されている。また該
コンデンサＣ２と並列に抵抗Ｒ２が接続されている。上
記コンパレータ１Ｃの←）入力には発振波形の最大値を
定める電圧ＶＢ□が供給され、上記コンパレータ１ｄの
（＋）入力には発振波形の最小値を定める電圧ＶＢ２が
供給されている。

上記コンパレータ１Ｃの出力はＲ−Ｓフリップフロップ
１ｅのセットＳ入力に供給され、上記コンパレータ１ｄ
の出力は上記几−Ｓフリップフロップ１ｅのす七ツ）Ｒ
入力に供給されている。該Ｒ−８フリップフロップ１ｅ
の出力Ｑは上記スイッチ１ｇの制御に用いられ、反転出
力Ｑは上記スイッチ１ｆの制御に用いられる。すなわち
上記出力Ｑが「Ｈ」レベルで上記スイッチ１ｇはオンと
なりｒＬＪレベルでオフとなる。また上記反転出力Ｑが
「Ｈ」レベルで上記スイッチ１ｆはオフとｌ　ｒＬＪレ
ベルでオフとなる。

上記スイッチング周波数発振回路１には上記デジタル回
路３２よシサンプルホールド用クロック２　ｗ　ＣＬ　
Ｋが供給可能になっている。該サンプルちＰＣＭプロセ
ッサとしての使用時にコンデンサＣ１、抵抗Ｒ１からな
る微分回路及びダイオードＤ１ｉ介して上記コンデンサ
Ｃ２に供給される。

上記クロック２ＷＣＬＫが供給されないとき・汁、上記
ダイオードＤ１によシ上記コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１
等は上記コンデンサＣ２から分離されている。

該スイッチング周波数発振回路１は上記コンデンサＣ２
ｔ−上記電流源ｉａ、ｌｂで交互に充電するようにして
のこぎり波を生成する。例えば、上記スイッチ１ｆがオ
ンのとき上記電流源１ａにより上記コンデ／すＣ２は充
電され徐々に電圧ＶＣが高くなっていく。上記コンデン
サＣ２の電圧ＶＣが上記コンパレータ１Ｃの（−）入力
の電圧ｖＢ１より高くなると該コンパレータ１Ｃの出力
はｒＨＪレベルになシ、これで上記几−Ｓフリップフロ
ップ１ｃがセットされる。すなわち該Ｒ−８７リツプフ
ロツプの出力Ｑが「Ｉ−Ｉ　Ｊレベルに、反転出力Ｑが
「Ｌ」レベルになり、上記スイッチ１ｆがオフに上記ス
イッチ１ｇがオフになる。そして、上記コンデンサＣ２
は今度は上記電流源１ｂＧてよって逆方向に充電される
ため、その電圧ｖｃは急激に低下し、上記コンパレータ
１ｄの（＋）入力の電圧ＶＢ２に近づく。該電圧”Ｂ２
よシも上記コンデンサＣ２の電圧ＶＣが下がると上記コ
ンパレータ１ｄの出力は「ｆ（」レベルになり、上記Ｒ
−Ｓフリップフロップ１ｅはリセツトされる。すなわち
該Ｒ−Ｓフリップフロップの出力ＱばｒＬＪレベルに、
反転出力Ｑは「１−ＩＪレベルになり、上記スイッチ１
ｆがオンに、上記スイッチ１ｇがオフになる。

上記コンデンサＣ２は上記電流源１ａにより充電され、
その電圧ＶＣは徐々に上がっていく。従って、上記コン
デンサＣ２の電圧ＶＣは第２図Ａにとなる。

上述のＰ　ＣＭプロセッサが使用されないときは、上記
デジタル回路部４２から上記サンプルホールド用クロッ
ク２　ｗ　ＣＬ　ｆ（が供給されず、上記スイッチング
周波数発振回路１は周期Ｔで自走発振し、上述ののこぎ
シ波を上記定電圧制御回路２に供給する。

上述のＰＣＭプロセッサの使用時に、上記デジタル回路
部４２よシ上記すンプルホールド用クロック２ＷＣＬＫ
が供給されると、該クロック２ＷＣＬＫは上記コンデン
サＣ１及び抵抗Ｒ１の微分回路、上記ダイオードＤ１’
ｒ介して上記コンデンサＣ２に印加される。上記クロッ
ク２ｗＣＬｉ＜が例えば第２図Ｂに示すような振幅ｖｓ
１周期Ｔ。

のパルスとすると、このパルスは上記コンデンサＣＩ　
、Ｃ２によシ分割され、Ｖｓ−Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２）な
る振幅のパルス（同図Ｃ）が上記コンデンサＣ２に印加
される。この電圧は、上述ののこぎり波に加えられるの
で、上記コンデンサＣ２の電圧波形は同図りに示すよう
に、のこぎｐ波に上記Ｖｓ・Ｃ１／（Ｃ１＋０２）の振
幅のパルスが重畳されだ波形となる。この波形は上記ク
ロック２ＷＣＬＫに同期したものとなる。

このように上記スイッチング周波数発振回路１は上述の
ＰＣＭプロセッサの使用時には、上記デジタル回路部４
２よシ供給される上記サンプルホールド用クロック２Ｗ
ＣＬＫに同期したのこぎ９波を上記定電圧制御回路２に
供給する。

次に、上記定電圧制御回路２について説明する。

該定電圧制佃１回路２の入力端子２ａとグラウンド間に
は未安定電圧が供給される。この電圧はスイッチングＩ
・う／ジスタＴＲ，２、ＴＲ３によシスイツチングされ
、パルス状の電圧となる。該パルス状の電圧はコイルＬ
１とコンデンサＣ３から成るローパスフィルタ、コイル
Ｌ２とコンデンサＣ斗から成るローパスフィルタによっ
て平滑され直流電圧が出力端子２ｂよシ上記アナログ回
路部４１等に供給される。上記入力端子２ａ側のトラン
ジスタＴＲＩはスイッチング市弾自体のオン／オフ用Ｑ
て設りられ１．ペースに制御電圧が印加される。

コンデンサＣ５，Ｃ５は平滑用であり、抵抗Ｒ３、Ｒ斗
は上記トランジスタＴＲ２，ＴＲ３のバイアス用である
。まだ、上記トランジスタＴＲ２゜Ｔ　Ｒ３のコレクタ
とグラウンド間にはダイオードＤ２が配され、上記出力
端子２ｂとグラウンド間にはツェナーダイオードＤ３が
配されている。

出力電圧の変動を検出するために抵抗Ｒ５，Ｒ６、可変
抵抗ＶＲ１の直列回路が上記コンデンサＣ３に並列に接
続され、上記可変抵抗ＶＲ１の中点よシ上記出力電圧全
分割した電圧が差動アンプ２ｃの（＋）入力に供給され
る。上記可変抵抗Ｖ　Ｒ，１の中点と上記コイルＬ１．
Ｌ２の接続点間には二滑用にコンデンサＣ６が配されて
いる。

該差動アンプ２ｃの（−）入力には基準電圧ｖｒｅｆ＋
が供給されており、該差動アンプ２ｃの出力よシ誤差電
圧Ｖｒが得られる。該誤差電圧Ｖｒはコンパレータ２ｄ
の（＋）入力に供給される。まだ、該コンパレータ２ｄ
の（→入力には上記スイッチング周波数発振回路１より
上述ののこぎシ波Ｖ。カ供給されている。上記コンパレ
ータ２ｄは上述ののこぎシ波Ｖｃが上記誤差電圧Ｖｒよ
シ犬なる期間、出力がｒＬＪレベルとなるパルスをナン
ド回路２Ｃの一方の入力（Ｃ供給する。

上述ののこぎシ波Ｖｃば、（＋）入力に基準電圧Ｖｒｅ
　ｆ　２が供給されたコノパレータ２ｆの（−）入力（
・ても供給さハている。該コンパレータ２５）ｌｌｌｉ
：上記ナツト回路２Ｃの弛方の入力に供給されている。

上記ナンド回路２ｃの出力はインバータ’ｌｆｆ経てＴ
フリップフロラ１２ｇに供給され、該Ｔフリップフロッ
プ２ｇの出力Ｑはナンド回路２ｈの一方の入力に、反転
出力Ｑはナンド回路２１の一方の入力に各々供給される
。また、該ナンド回路２ｈ、２ｉの他方の入力は「Ｈ」
レベルに設定されている。

上記ナンド回路２ｈの出力はアンド回路２ｊの一方の入
力に供給され、上記ナンド回路２１の出力はアンド回路
２にの一方の入力に供給される。

まだ上記アンド回路ｚｊ、２にの各々の他方の入力には
上記ナンド回路２ｅの出力が供給されている。

上記ナンド回路２ノの出力はトランジスタＴＲ４のペー
スに供給され、上記アンド回路２にの出力はトランジス
タＴＲ５のペースに供給されている。

該トランジスタＴＲ４、ＴＲ５のコレクタは抵抗Ｒ７ｉ
介して上記スイッチングトランジスタＴＲ３のペースに
接続され、エミッタは、抵抗Ｒ７゜Ｒ８，Ｒ９、コンデ
ンサＣ７、トランジスタＴＲ６からなるトランジスタ回
路に接続されている。

該定電圧制御回路２では出力電圧の変動に応じて上記ス
イッチングトランジスタＴＲ２、Ｔ４ｔ３がオンとなる
時間幅全制御することによシ出力電圧を安定化する。次
に第３図のタイミングチャート全参照して該定電圧制御
回路２の動作について説明する。

上記差動アンプ２Ｃよシ得られる誤差電圧Ｖｒ及び上記
コンパレータ２ｆの基準″重圧■ｒｅｆ２は常に上述の
のこぎり波Ｖｃの最大ｆ直よシも小さくなるよう設定さ
れ、かつ上記基準電圧Ｖ、。ｆ２が上記誤差電圧Ｖｒよ
シも大きく設定されるＣ同図Ａ）。

その結果上記コンパレータ２ｆの出力パルスが「ＬＪレ
ベルである時間は上記コンパレータ２ｄの出力パルスが
［Ｌ］レベルである時間よりも小さくな９、この時間は
一定となる（同図Ｂ、Ｃ）。

ここで例えば上記誤１圧Ｖｒが下がったとすると上記コ
ンパレータ２ｄの出力が「Ｌ」レベルである時間幅は矢
印で示す方向に大きくなり、逆に上記誤差電圧Ｖｒが上
がったとすると上記「Ｌ」レベルの時間幅は／」・さく
なる。すなわち誤差電圧Ｖｒに応じて上記コンパレータ
２ｄの出力パルスのｒＬＪレベルの時間幅が変化する（
同図Ｂ）。

上記コンパレータ２ｄ、２Ｆの出力パルスヨリ上記ナン
ド回路２ｅにおいて同図りに示すように上記誤差電圧Ｖ
ｒに応じてｒＨＪレベルである時間幅が変化するパルス
が得られる。このパルスは上記インバータＥにより反転
されて（同図Ｅ）、上記Ｔフリップフロップ２ｇに供給
される。該Ｔフリップフロップ２ｇは上記インバータＥ
出力の立上シでその出力Ｑ、Ｑが反転するＣ同図Ｆ、Ｇ
）。

上記Ｔフリップフロップ２ｇの出力Ｑ、Ｑは各々上記ナ
ンド回路２ｈ、２ｉにより反転され（同図Ｈ，Ｉ）、各
々上記アンド回路２ｊ、２ｋＫ供給される。

上記アンド回路２ｊ　、２により同図Ｊ、Ｋに示すよう
に上記誤差電圧ｖｒに応じて「ＨＪレベルの時間幅が変
化するパルスが出力され、各々トランジスタＴＲ，＋、
ＴＲ５−４．％動する。その結果、上記トランジスタＴ
Ｒ４，ＴＲ５ｉ；を交互に動作し、上記スイッチングト
ランジスタＴＲ２、ＴＲ３２上記誤差電圧Ｖｒに応じた
時間だリオン状態にする。

このように該スイッチングトランジスタＴＩ’（２゜Ｔ
Ｒ３がオンになる時間幅は上記誤差電圧Ｖｒに応じて制
御され、結局出力電圧は安定化される。

本実施例ではＰＣＭプロセッサの使用時には、上記サン
プルホールド用クロック２〜ｖＣＬＫに同期して上記ス
イッチングトランジスタＴＲ２，ＴＲ３’にスイッチン
グするので、とのスイッチング周波数と上記サンプリン
グクロック２　ｓｖ　ＣＬ　Ｋの周波数との干渉による
音声帯域のＳＮ比の劣下が除去できる。まだ、ＰＣＭプ
ロセッサヲ藺用しないときは、上記スイッチング周波数
発振回路１の自走発振に基づいて上記スイッチングトラ
ンジスタＴＲ２、ＴＲ３が１５！Ｉ白１されるので、上
記ＶＴＲｇ　４３　ＫハＰ’ｃ〜１プロセッサの使用、
不１更用（て係シなく安定な電圧が１．１先給される。

〔発明の効果〕

以上述べたように本発明によれば、デジタル処理回路内
の特定の周波数と電源のスイッチング周波数との干渉っ
てよるノイズ発生を、形状の増大を伴なうことなく除去
できるスイッチング電源が得られ、音声信号のデジタル
処理回路を有する電子機器を安定に駆動することができ
るとともに、上記電子機器におりる音声信号のＳＮ比を
向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はＰＣ，Ｍプロセッサを有する音響・映像機器に
本発明に係るスイッチング電源を適用した本実施例のス
イッチング電源部の回路図である。 第２図は第１図に示し、だスイッチング電源のスイッチ
ング周波数発振回路の動作説明のだめのタイミングチャ
ートであり、第３図は上記スイッチング電源の定電圧制
御回路の動作説明のだめのタイミングチャートである。 第４図は本発明に係るスイッチング電源を適用した本実
施例の上記音響・映像機器の構成を示すブロック図であ
る。 １・・・スイッチング周波数発振回路 ｌａ、ｌｂ・・・定電流源 ｌｃ、、１ｄ、２ｄ、２ｆ・・・コンパレータ１ｆ、１
ｇ・・・スイッチ １ｅ−・・Ｒ，−Ｓフリツブフロツフ。 ｃ　１　、　Ｃ２、Ｃ３ｔ・・・Ｃ７・・・コンデンサ
Ｒ，１、Ｒ２、Ｒ３、・・・Ｒ９・・・抵抗ＶＲＩ・・
・可変抵抗 Ｌｌ、Ｌ２・・・コイル ２ｃ・・・差動アンプ ＴＲ１、ＴＲ２，ＴＲ３，・・・ＴＲ６・・・トランジ
スタ２ｇ・・・Ｔフリップフロップ ２ｅ、２ｈ、２ｉ・・・ナンド回路 ２ｊ、２ｋ・・・アンド回路 ４１・・・アナログ回路部 ４２・・・デジタル回路部 ４３・・・ＶＴＲ部 ４４・・・スイッチング電源部

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 音声信号のデジタル処理回路を有する電子機器を駆動す
   るスイッチング電源において、 上記デジタル処理回路内の特定の周波数の信号に同期可
   能なスイッチング周波数発振回路と、上記スイッチング
   周波数発振回路の出力信号に基づいて出力電圧の安定化
   制御を行なう定電圧制御回路とを備え、 上記デジタル処理回路の動作状態では上記特定の周波数
   の信号に同期したスイッチング周波数の信号に基づいて
   安定化制御を行ない、上記デジタル処理回路の非動作状
   態では上記スイッチング周波数発振回路の自走周波数の
   信号に基づいて安定化制御を行なうことを特徴とするス
   イッチング電源。