JPS6289488A - モ−タの速度制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

産業上の利用分野 本発明は、モータの速度制御装置に関するものである。 従来の技術 モータの回転速度を速度検出器により検出して、その検
出信号によってモータへの供給電力を制御するモータの
速度制御装置は、ビデオテープレコーダのキャブスタン
モータやシリンダモータ等に広く利用されている（たと
えば、本出願人が提案した特願昭５６−１４２７２４号
を参照）。しかしながら、このような速度制御装置では
、従来から利用されている比例・積分・微分制御を行っ
ているだけであり、負荷トルク変動による回転速度の変
動を十分に抑制することができなかった。以下、これに
ついて図面を参照して説明する。 従来のモータの速度制御装置の構成を第８図に示す。直
流モータｌに直結された回転センサ２ばモータ１の回転
に伴って交流信号を発生する。速度検出器３は回転セン
サ２の交流信号の周期に応じた直流的な電圧を作り出し
、比例補償器９に入力している。比例補償器９により所
定倍の増幅をされた信号は電力増幅器８に入力される。 電力増幅器８は入力信号を電力増幅してモータの供給電
力とし、モータ１の発生トルクを増減して負荷１０の回
転速度を制御する。 発明が解決しようとする問題点 この従来の速度制御装置の制御ブロック線図を第９図に
示す。第９図において、モータ１の発生トルクＴｍから
負荷ｌ・ルクＴ１を引いた値（Ｔｍ−ＴＩ）が正味の駆
動トルクとなり（加算点４１）、モータ１と負荷１０の
合成の慣性モーメントＪｍを回転駆動する。駆動トルク
は慣性モーメントＪｍにより積分され（ブロック４２）
、モータ１の回転速度ωｍに変換される。なお、ブロッ
ク４２内のＳはラプラス演算子である。回転速度ωｍは
回転センサ２と速度検出器３によりＫＶ倍されて検出さ
れた後に（ブロック４３）、基準信号５ｒｅｆと比較さ
れ、（加算点４４）、等価的な速度誤差ｅが得られる。 速度誤差ｅは比例補償器９によりＲ倍に増幅され（ブロ
ック４５）、さらに、電力増幅器８によりＢａ倍の電流
に変換されて（ブロック４６）、モータ１に供給される
。 モータ１は、電力増幅器８の供給電流のトルク定数Ｋｔ
倍のトルクＴｍを発生ずる（ブロック４７）負荷トルク
ＴＩから回転速度ωｍへの伝達関数は、 ω　ｍ Ｇ（ｓ）＝− １＋　　（ＫｖＲＢａＫｔ）／　　〔Ｊｍ　　　ｓ）と
なる。周波数伝達関数Ｇ（ｊω）のボード・ゲイン線図
を第１０図に示す。折点周波数ｆｃ以下の制御範囲内に
おいて、 Ｇ　（ｊω）＃−１／　（ＫｖＲＢａＫｔ）　　−（２
）と近似できる。 （２）弐より、比例補償器９の利得Ｒを大きくすれば、
負荷トルクＴＩの変動によるモータ１の回転速度ωｍの
変動を小さくなることがわかる。しかしながら、実際上
は、回転センサ２と速度検出器３の速度検出動作が時間
遅れを有しているために、比例補償器９の利得Ｒを大き
くしすぎると制御系が不安定になってしまう。すなわち
、比例補償器９の利得Ｒには限界がある。その結果、負
荷１０の生じるトルク変動によってモータ１の回転速度
は大きく変動していた。 本発明は、このような点を考慮して、負荷トルクの変動
によるモータの回転速度の変動を大幅に低減するように
工夫したものである。 問題点を解決するだめの手段 本発明では、モータの回転速度に応じた周期の交流信号
を生じる回転センサと、前記回転センサの交流信号の周
期に応じたディジタル信号を前記モータの１回転当たり
Ｚｑ回（ここに、Ｚｑは４以上の整数）得る速度検出手
段と、前記速度検出手段のディジタル信号にもとずき演
算・記憶して制御信号を作り出す補償手段と、前記補償
手段の制御信号に応じた電力を前記モータに供給する電
力増幅手段とを具備し、前記補償手段は、前記速度検出
手段のディジタル信号により前記モータの回転誤差Ｅを
検出する回転誤差検出手段と、前記速度検出手段が新し
いディジタル信号を得るのに対応してカウント動作を行
い、Ｎｘ−Ｌ（ここに、Ｎｘは１以上の正数で、Ｌは４
以上の整数）をｍｏｄ　（法）とするカウント値■を作
るカウント手段と、逐次書き換え可能なラム領域内に少
なくともＮｘＬ個のディジタル値Ｍ

〔０〕からＭ〔Ｎｘ
Ｌ−１）を格納するメモリ手段と、前記カウント手段の
カウント値Ｉに対応して変化する整数Ｊに対して、少な
くとも前記メモリ手段のＮｘ個のディジタル値Ｍ　〔Ｊ
−ｎＬ　（ｍｏｄＮｘＬ））（ｎ＝１．　・・・・・・
、Ｎｘ）を使って算出値を求める算出値計算手段と、前
記算出値計算手段によって求められた算出値と前記回転
誤差検出手段の回転誤差を１：１の比率にて加算した加
算値に実質的に対応した更新値によって、前記カウント
手段のカウント値Ｉに対応した前記メモリ手段のディジ
タル値を、順次Ｍ　（０）　、　Ｍ　（１）　。 Ｍ　（２）　、・・・・・・の順番に更新保存する更新
保存手段と、前記算出値計算手段によって求められた算
出値と前記回転誤差検出手段の現時点の回転誤差をＤ：
１の比率にて加算合成して前記制御信号を作り出す制御
信号作成手段とからなり、かつ、前記比率りを０．２５
≦Ｄ≦０．５となすことによって、上記の問題点を解決
したものである。 作用 本発明では上記の構成にすることによって、負荷トルク
の変動から回転速度の変動への周波数伝達関数が特定の
周波数においてＯもしくは極めて小さくなると共に、そ
の他の周波数においても従来の特性とほぼ同じ程度にな
ることがわかった。 すなわち、負荷トルクの特定の周波数の変動の影響が大
幅に低減され、かつ、その他の周波数の変動に対して従
来並の抑制効果を得ることができた。 その結果、回転速度変動の合成値は大幅に低減し、高性
能のモータの速度制御装置が実現できた。 実施例 第２図に本発明の実施例を表す構成図を示す。 第２図において、直流モータ１は回転センサ２と負荷１
０を直接回転駆動する。回転センサ２ばモータ１の回転
に伴って一回転当たりＺｑ回（Ｚｑは４以上の整数であ
り、ビデオテープレコーダのキャプスタンモータでは、
通常、Ｚｑ＝１００＞の交流信号ａを発生ずる。回転セ
ンサ２の交流信号ａは速度検出器３に入力され、交流信
号ａの周期に応じたディジタル信号すを得ている。 速度検出器３の具体的な構成例を第３図に示す。 交流信号ａは波形整形回路３１によって波形整形され、
整形信号ｇを得ている。整形信号ｇはアンド回路３３と
フリップフロップ３５に入力されている。アンド回路３
３の入力側には、さらに、発振回路３２のクロックパル
スｐとカウンタ３４のオーバフロー出力信号Ｗも入力さ
れている。発振回路３２は水晶発振器と分周器等によっ
て構成され、整形信号ｇの周波数よりもかなり高周波の
クロックパルスＩＩ）（５００ｋＨｚ程度）を発生して
いる。カウンタ３４は、アンド回路３３の出力パルスｈ
の到来毎にその内容をカウントアツプする１２ビア　１
・のアップカウンタになっている。また、オーバフロー
出力信号Ｗはカウンタ３４のカラン１〜内容が所定値以
下の時には”Ｈ”であり、カウンタ３４のカウント内容
が所定値以上になるとＷば”Ｌ″に変化する。（ここに
、”Ｈ″は高電位状態を表し、”■、゛′は低電位状態
を表している）。 データ入力型フリップフロップ３５は、整形信号ｇの立
ち下がりエツジをトリガ信号としてデータ入力端子に入
力された”Ｈ”を取り込み、その出力Ｑを”Ｈ”にする
（ｑ−”Ｈ”）。また、補償器４からのリセット信号ｒ
がＨ”になると、カウンタ３４とフリップフロップ３５
の内部状態がりセットされる（ｂ−”Ｌ　Ｌ　Ｌ　Ｌ　
Ｌ　Ｌ　Ｌ　Ｌ　Ｌ　Ｌ　ＬＬ”１　Ｗ−Ｈ″、ｑ−”
Ｌ″）。 次に、第３図の速度検出器３の動作について説明する。 いま、カウンタ３４とフリップフロップ３５がリセット
信号ｒによってリセットされているものとする。波形整
形回路３１の出力信号ｇがＬ”から”Ｈ”に変わると、
アンド回路３３の出力信号りとして発振回路３２のクロ
ックパルスｐが出力される。カウンタ３４の出力信号り
をカウントし、ぞの内部状態を変化させていく。波形整
形回路３１の出力信号ｇが”■（”から”Ｉ４”に変わ
ると、アンド回路３３の出力信号りは”Ｉ２”になり、
カウンタ３４はその内部状り易を保持する。また、フリ
ップフロップ 立ち下がりエツジによってデータ”１１”を朋り込み、
その出力信号ｑを１，゛から”Ｉ］”に変化させる。カ
ウンタ３４のディジクル信号すは、回転センサ２の交流
信号ａの（半）周期長に比例した値であり、モータ１の
回転速度に反比例している。 後述の補償器４は、フリップフロップ３５の出力信号ｑ
を見て、ｑがＩ］″になるとカウンタ３４のディジタル
信号すを入力し、その後にリセット信号ｒを所定の短時
間の間”Ｈ”にして、カウンタ３４とフリップフロップ
３５を初期状態にリセットし、次の速度検出動作に備え
ている。なお、モータ１の回転速度が遅過ぎるときには
、波形整形回路３１の出力信号８の周期が長いためにカ
ウンタ３４の内部状態が所定値以上になり、オーバフロ
ー出力信号Ｗが”■４″から”■，”に変わり、アンド
回路３３の出力信号りが”■、”になり、カウンタ３４
が所定の大きな値を保持することもある。　第２図の補
償器４は、演算器５とメモリ６とＤ／Ａ変換器７によっ
て構成され、速度検出器３のディジタル１Ｒ号すを後述
する内蔵のプログラムによって計算加工し、制御信号Ｃ
を出力する。 補償器４の制御信号Ｃは電力増幅器８に入力され、電力
増幅された駆動信号ｄ（制御信号Ｃに比例した電流）が
モータ１に供給される。従って、モータ１と回転センサ
２と速度検出器３と補償器４と電力増幅器８によって速
度制御系が構成され、モータ】の回転速度が所定の値に
制御される。 補償器４のメモリ６は、所定のプログラムと定数が格納
されたロム領域（ＲＯＭ：リードオンリーメモリ）と随
時必要な値を格納するラム領域（ＲＡＭ：ランダムアク
セスメモリ）に別れている。演算器５はロム領域内のプ
ログラムに従って所定の動作や演算を行っている。第１
図にそのプログラムの具体的な一例を示す。次に、その
動作について詳細に説明する。 （１）まず、演算器５は速度検出器３のフリップフロッ
プ３５の出力信号ｑを入力し、信号ｑが”Ｈ″となるの
を待っている。ずなわら、速度検出器３が交流信号ａの
（半）周期を検出し、新しいディジタル信号すを出力す
るのをモニタしている。 （２）ｑが”Ｉ］”になると、速度検出器３のディジタ
ル信号すを読み込んで、ディジタル信号すに対応する速
度検出値Ｓ（ディジタル値）に直すと共に、リセット信
号ｒを所定時間”Ｉ］”にして速度検出器３のカウンタ
３４とフリップフロ・７プ３５をリセットする。 （３）所定の基準値Ｓ　ｒｅｆから速度検出値Ｓを引い
て（Ｅｏ　＝Ｓｒｅｆ　　Ｓ）　、その値Ｅ。をＲ倍し
くＥ＝Ｒ・Ｅｏ）、モータ１の現時点での回転誤差Ｅを
計算する（回転誤差検出手段）。 （４，１Ｎｘ　−Ｌ　（ここに、Ｎｘは１以上の整数で
あり、ＬはＺｑの２以上の整数倍の整数）をｍｏｄ（法
）として、新しい速度検出値Ｓを得る毎に変数Ｉをカウ
ントアツプしていく　（カウント手段）。ずなわち、Ｌ
Ｉ＋］、（Ｉ＋１を新しくＩにする）にした後に、Ｉ＝
Ｎｘｌ、ならばＩ＝０にする。このような演算をするな
らば、■はＯからＮ　ｘ、　Ｌ−１の間の整数になる。 なお、■の初期値はＮ　ｘ　Ｌ　−１とする。 （５）後述する算出値計算手段による算出値Ｖと現時点
の回転誤差Ｅを所定の比率Ｄ：】にて加算合成し、制御
信号値Ｙを計算する（制御信号作成手段）。ずなわち、
Ｙ＝Ｅ＋Ｄ・■。ここに、比率りは０．２５≦Ｄ≦０．
５の範囲内の値に選定されている。 （６）制御信号値ＹをＤ／Ａ変換器７に出力し、Ｙの値
に対応した直流的な電圧（制御電圧）に変換する。 （７）後述する算出値計算手段による算出値■と現時点
の回転誤差Ｅを１：１の比率にて加算合成して更新値を
計算し、カウント手段のカウント値Ｉに対応したラム領
域内のディジタル値Ｍ〔１〕を更新しくＭ　ＣＩ）＝Ｅ
＋Ｖ）　、次の更新時まで格納保存する（更新保存手段
）。 （８１ＮｘＬをｍｏ、ｄとして■に１を足した整数Ｊを
計算しく、Ｊ＝Ｉ＋１．（ｍｏｄ、　　ＮｘＬ）　〕、
ラム領域内の■７間隔ずつ離れたＮｘ個のディジタル値
Ｍ　［Ｊ−ｎＬ　（ｍｏｄ、　　Ｎｘｌ、）　）　　（
ｎ＝１，……，Ｎｘ）を使って、次式により算出値■を
求め（算出値計算手段）、その後に、（］）の動作に復
帰する。 （ｍ　ｏ　ｄ　　　Ｎ　ｘ　Ｌ）　　）　　−−（３）
ここに、比率Ｗｎの値は、 ０＜Ｗｎ＜２／Ｎｘ　（ｎ＝１．−−−−、Ｎｘ）　・
＝（４１ｘ Σ　Ｗ　ｎ、　＝　］　　　　　　　　　　　　　　・
・・（５）ｎ＝１ を満たずものとする。具体的には、 Ｗｎ＝１／Ｎｘ　（ｎ＝１．−−−−、Ｎｘ）　　＝・
（６１にすると、好ましい特性が得られ易い。なお、こ
の算出値Ｖは、次の速度検出値Ｓが得られてカウント手
段がカランｌ−値Ｉをインクリメントした後に（実質的
にＩとＪが等しくなってから）、制御信号作成手段と更
新保存手段において利用される。 このように構成するならば、第２図の負荷１０の生じる
負荷１−ルクの変動に対して極めて強（なる。これにつ
いて説明する。本実施例の制御ブロック図を第４図に示
す。なお、第９図に示した要素と同じものには同じ番号
と記号を（ｔ　Ｌ、説明を省略する。補償器４の動作は
図示の破線部分５０に相当する。基準値５ｒｅｆと検出
値Ｓを加算点４４にて比較し、利得２倍した回転誤差Ｅ
を得ている（ブロック４５）。算出値■と回転誤差Ｅを
Ｄ：１の比率にて加算合成して制御信号値Ｙを得る（加
算点５３とブロック５４）。また、算出値■と回転誤差
Ｅを１：１の比率にて加算合成して更新値を得て、新し
いディジタル値Ｍ　（１）として更新保存する（加算点
５１）。さらに、ラム領域内のディジタル値群から（３
）式に従って次の新しい算出値Ｖが計算されるので、デ
ィジタル値Ｍ　ＣＩ）と算出値Ｖの関係はブロック５２
のように表される。ここに、ブロック５２内の２はｚ＝
ｅｘｐ　（ｓＴｘ）　　　　　　　　　　　−（７１で
あり、Ｔｘは速度検出器３の１サンプリング周期に対応
している。 第４図の制御ブロックの負荷トルクＴＩから回転速度ω
ｍへの伝達関数を計算すると、Ｑｘ　　（ｓ）＝ １　＋　　（ＫｖＲＢａＫｔ）／　〔Ｊｍ　　ｓ　・Ｈ
（ｓ））ｎ＝１ となる。折点周波数ｆｃ以下の制御範囲内において、 Ｇｘ　　（ｊω）＃　　　（１／　　（ＫｖＲＢａＫｔ
））・Ｈ（ｊω） ＃Ｇ　　（ｊω）　・Ｈ（ｊω）・・・α０）と近似で
きる。ＧＯ）式は、本実施例の制御特性Ｇｘ　（ｊω）
が従来の制御特性Ｇ〔Ｊω）にＨ（ｊω）を掛けたもの
に等しいことを意味している。 第５図にＮｘ＝２．Ｗ１＝０．５．Ｗ２−〇、５の場合
の周波数伝達関数Ｈ（ｊω）の振幅特性の例を示す。第
５図の■はＤ＝０．５の場合であり、■はＤ＝０．２５
の場合であり、また、比較のために■にＤ＝１の場合を
示す。また、ｆｒは ｆ　ｒ　＝　１／　（Ｌ−Ｔｘ）　　　　　　　　−Ｑ
υであり、Ｈ（ｊω）はｆｒの周期関数になっている。 第５図の■、■に示されるように、周波数ｆｒ、２ｆｒ
、３ｆｒ、・・・・・・において周波数伝達関数はＮ（
（ｊω）１−０となることがわかる。 かつ、■、■と■を比較すれば理解されるように、Ｄ＝
１の場合（■）に比べて、Ｄ＝０．５の場合（■）およ
びＤ＝０．２５の場合（■）には、ｆｒ、２ｆｒ、・・
・・・・以外の周波数においても１１１（ｊω）１はほ
ぼ１に等しくなることがわかった。一般に、Ｄを小さく
すればする程、ｆｒ。 ２ｆｒ、・・・・・・以外の周波数においてＩＨ（ｊω
）１が１に近ずく。しかしながら、Ｄを小さくしずぎる
と、ｆｒ、２ｆｒ、　・・・・・・近傍のＩＨ（ｊω）
ｌ＜＜１となる周波数範囲が狭くなることもわかった。 すなわち、比率りの値には最適な範囲が存在し、本実施
例のように ０．２５≦Ｄ≦０゜５とするならば、その周波数伝達関
数Ｇｘ　（ｊω）は、周波数ｆｒ、２ｆｒ。 ３ｆｒ、・・・・・・およびその近傍の周波数において
ＩＧｘ（ｊω）１＝０および１Ｇｘ（３ω）ｌ＜＜１と
なり、かつ、それ以外の周波数においては従来の周波数
伝達関数Ｇ（ｊω）とほぼ等しくなる。 その結果、非常に良好な制御特性Ｇｘ　（ｊω）を得る
ことができ、負荷トルクＴＩの変動によるモータ１の回
転速度ωｍの変動の合成値は確実に従来の制御性能値よ
りも小さくすることが可能となった。また、このような
効果は、Ｎｘが大きい程得られ易いこともわかった。し
かしながら、前述の効果を得ながらもラム領域のメモリ
数を少なくするためには、Ｎｘ＝２が好ましいといえる
。 また、ＬをＺｑの２以上の整数倍に等しくするならば（
Ｌをモータ１の１回転周期の２以上の整数倍に対応した
値にするならば）、負荷トルクＴ１の変動による回転速
度ωｍの変動を全体的に大幅に抑制する効果がある。次
に、これについてビデオテープレコーダのキャプスタン
モータを例にとり説明する。キャプスタンモータの負荷
は磁気テープやピンチローラであるので、負荷１０の発
生ずる負荷変動はモータ１の回転に同期している成分（
モータ１の１回転を基本周期とした周期的な負荷変動）
以外に、モータ１の回転周波数よりも低い周波数の負荷
変動成分が生じることが多い。このような負荷変動はキ
ャプスタンモータの回転速度の変動の原因であり、テー
プ速度のワウ・フラッタを生じさせる。ところで、この
ような負荷変動はモータ１の１回転の周期の整数倍の周
期を持つ周期的な変動が多く、従来のモータ１の回転速
度の変動も１回転の周期の整数倍の周期を持つ低周波の
周期的な変動が多く生じていることがわかった。従って
、Ｌをモータ１の１回転周期の２以上の整数倍に対応し
た値にするならば、ｆｒがモータ１の回転周波数ｆｍの
２以上の整数分の１になり、負荷ｌ−ルクＴ１によるモ
ータ１の回転速度ωｍの低周波の変り１分を効果的に低
減できる。 このような効果は、第８図の従来のモータの速度制御装
置の比例補償器９の利得を大きくしたり、比例補償器９
の後に積分や微分の補償器を追加しても得られるもので
はない。なお、Ｌの値は大きいほど長い周期の負荷変動
に対して効果があるが、ラム領域の大きさが大きくなり
、実際には限界がある。通常、Ｌをモータの１回転周期
の６倍とすることが、次の点から好ましい。ずなわち、
６は１．２，３．６と多くの約数を持っているので、モ
ータ１の１回転周期の１．２，３．６倍の周期の負荷変
動による回転速度の変動を完全に抑制することが期待で
きる。 第６図に制御系全体の安定性を考慮にいれた補償器４の
プログラム例を示す。ここでは、更新保存手段における
更新値の計算の仕方と、算出値計算手段における算出値
の準備の個数と、制御信号作成手段における算出値計算
手段の算出値の利用の仕方を改良している。次に、その
動作について詳細に説明する（全体の構成は第２図と同
じであり、説明を省略する）。 Ｑｌ）　　まず、演算器５は速度検出器３のフリップフ
ロップ３５の出力信号ｑを入力し、信号ｑが”Ｈ″とな
るのを待っている。すなわち、速度検出器３が交流信号
ａの（半）周期を検出し、新しいディジタル信号すを出
力するのをモニタしている。 （ロ）　ｑが”Ｈ”になると、速度検出器３のディジタ
ル信号すを読み込んで、ディジタル信号すに対応する速
度検出値Ｓ（ディジタル値）に直すと共に、リセット信
号ｒを所定時間”Ｈ”にして速度検出器３のカウンタ３
４とフリップフロップ３５をリセットする。 ０■　所定の基準４ｆｉＳｒｅｆから速度検出値Ｓを引
いて（Ｅｏ−８ｒｅｆ−８）、そのＪｌａＥｏをＲ倍し
くＥ＝Ｒ−ｇｏ）、モータ１の現時点での回転誤差Ｅを
計算する（回転誤差検出手段）。 Ｑ４）Ｎｘ−Ｌをｍｏｄ　（法）として、新しい速度検
出値Ｓを得る毎に変数Ｉをカウントアツプしていく　（
カウント手段）。 θつ　後述する算出値計算手段によって算出された最新
の算出値Ｖ　ＣＰｘ）と現時点の回転誤差ＥをＤ：１の
比率にて加算合成しく０．２５≦Ｄ≦０．５）、制御信
号値Ｙを計算する（制御信号作成手段）。すなわち、Ｙ
＝Ｅ＋Ｄ−Ｖ　ＣＰｘ）。 Ｑ６１　　制御信号値ＹをＤ／Ａ変換器７に出力し、Ｙ
の値に対応した直流的な電圧（制御信号）に変換する。 ０力　後述する算出値計算手段によって算出された古い
算出値■

〔０〕と現時点の回転誤差Ｅを】：１の比率に
て加算合成した加算値ＭＯを求める（ＭＯ＝Ｅ＋Ｖ　（
０）　）　、　Ｎｘ　Ｌをｍ　ｏ　ｄとしてカウント変
数ＩからＱｆ　　（Ｑｆは２以上の整数であり、Ｑｆ＝
３が好ましい）を引いた整数Ｋを計算する（Ｋ−１−Ｑ
ｆ　　（ｍｏｄ　　ＮｘＬ）　〕。 レジスタ変数）（（ｍ＋１．）の内容をＸ　Ｃｍ）に順
番に転送しくｍ＝０．１，２．−．２Ｑｆ−１）、Ｘ　
［２Ｑｆ）にＭＯを入れる。すなわち、Ｘ　（２Ｑｆ）
からＸ

〔０〕に連続する２　Ｑ　ｆ　−１−１個の加算
値（算出値と回転誤差を１＝１の比率にて加算合成した
加算値）を得る。次に、Ｘ　（ｍ）に所定の正の比率Ｃ
ｍ　（ｍ＝ｏ、１．　・＝２Ｑｆ）を掛けた値を加算合
成した新しい更新値を得て、ラム領域内のディジタル値
Ｍ　（Ｋ）として次の更新時まで格納保存する（更新保
存手段）。ここしこ、比率Ｃｍには次の関係がある。 Ｃｍ＝Ｃ２Ｃｍ＝Ｃ２Ｑｆ−，１，＝・、Ｑｆ）−０２
）０８）ＮｘＬをｍｏｄとしてカウント変数１にｌ−１
−Ｐｘ（Ｐｘは１以上で５以下の整数であり、Ｐｘ＝３
が好ましい）を足した整数Ｊを計算する〔Ｊ＝Ｔ＋１＋
Ｐｘ　（ｍｏｄ　　ＮｘＬ））、レジスタ変数Ｖ（ｍ−
１−１〕の内容をＶ（ｍ）に順番に転送した後に（ｍ＝
０．１．＝−、Ｐｘ−１）、ラム領域内のディジクル値
群Ｍ〔Ｊ−ｎＬ（ｍｏｄ　　ＮｘＬ）　）　（ｎ＝１．
−−、　Ｎｘ）を使って次の式によって計算される最新
の算出値をＶＣＰｘ）に入れる（算出値計算手段）。そ
の後に、０υの動作に復帰する。 Ｎｘ ｎ＝１ （ｎｏｄ　　ＮｘＬ））＝Ｊ４） ここに、Ｗｎの値は、（４）、（５）式および（６）式
を満たしている。すなわち、Ｖ＝　ＣＰｘ）から

〔０〕
に連続するＰｘ＋１個の算出値を得る。このとき、Ｖ（
Ｐｘ）を計算する時の０４）式中の整数ＪをＪｌとし、
■

〔０〕を計算する時の開式中の整数ＪをＪ２とすると
、Ｊ１＝Ｊ２＋Ｐｘの関係がある。 すなわち、Ｖ（Ｐｘ〕と■

〔０〕の間には整数Ｐｘに対
応したズレがある。すでに説明したように、次の速度検
出値Ｓを得てカウント手段のカウント値Ｉをインクリメ
ントした後に、ＶＣＰｘ）は制御信号作成手段において
使用され、■

〔０〕は更新保存手段において使用される
。 本実施例のように、更新保存手段に加重平均を取る演算
を挿入したり、制御信号作成手段におし）で使用する算
出値計算手段の第一の算出値と更新保存手段において使
用する算出値計算手段の第ニア の算出値の間に所定のズレを設けるならば、制御範囲内
において前述のごとき良好な制御特性が得られると共に
、制御系全体の動作も安定になることを確認したくナイ
キストの安定条件を満足する）。特に、制御系の安定性
を確保しながら演算を簡単にするには、Ｑｆ＝３、Ｐｘ
＝３．Ｌ＞Ｑｆ十Ｐｘにすると良いことも解った。 第７図に制御系全体の安定性を考慮にいれた補償器４の
他のプログラム例を示す。ここでは、算出値計算手段に
おける算出値の計算の仕方および準備の個数と、制御信
号作成手段における算出値計算手段の算出値の利用の仕
方を改良している。 次に、その動作について詳細に説明する（全体の構成は
第２図と同じであり、説明を省略する）。 （２１）　　まず、演算器５は速度検出器３のフリップ
フロップ３５の出力信号ｑを入力し、信号ｑが”Ｈ”と
なるのを待っている。すなわち、速度検出器３が交流信
号ａの（半）周期を検出し、新しいディジタル信号すを
出力するのをモニタしている。 Ｂ （２２）　　ｑが”Ｈ”になると、速度検出器３のディ
ジタル信号すを読み込んで、ディジタル信号すに対応す
る速度検出器Ｓ（ディジタル値）に直すと共に、リセソ
１〜信号ｒを所定時間”Ｈ″にして速度検出器３のカウ
ンタ３４とフリップフロップ３５をリセツトする。 （２３）所定の基準値５ｒｅｆから速度検出値Ｓを引い
て（ＥＯ＝Ｓｒｅｆ　　Ｓ）　、その値Ｅ０をＲ倍しく
Ｅ＝Ｒ−Ｅｏ）　、モータ１の現時点での回転誤差Ｅを
計算する（回転誤差検出手段）。 （２４）　　Ｎｘ−Ｌをｒｎｏｄ　（法）として、新し
い速度検出値Ｓを得る毎に変数■をカウントアツプして
いく　（カウント手段）。 （２５）　　後述する算出値計算手段によって算出され
た最新の算出値Ｖ（Ｐｘ）と現時点の回転誤差Ｅ）！ｃ
Ｄ　：　１の比率にて加算合成しく０．２５≦Ｄ≦０．
５）、制御信号値Ｙを計算する（制御信号作成手段）。 すなわち、Ｙ＝Ｅ＋Ｄ　−Ｖ　（Ｐ　ｘ）。 （２６）制御信号値ＹをＤ／Ａ変換器７に出力し、Ｙの
値に対応した直流的な電圧（制御信号）に変換する。 （２７）　　後述する算出値計算手段によって算出され
た古い算出値ｖ

〔０〕と現時点の回転誤差Ｅを１：１の
比率にて加算合成して更新値を計算し、カウント手段の
カウント値Ｉに対応したラム領域内のディジタル値ＭＣ
Ｉ〕を更新しくＭ（１）−Ｅ十Ｖ

〔０〕）、次の更新時
まで格納保存する（更新保存手段）。 （２８）　　Ｎ　ｘ　Ｌをｍ　ｏ　ｄとしてカウント変
数Ｉに１＋ｐｘ＋Ｑｆ　　（Ｐｘは１以上で５以下の整
数であり、Ｑｆは２以上の整数）を足した整数Ｊを計算
する〔Ｊ＝１＋１→−Ｐｘ→−Ｑｘ、（ｍｏｄＮｘＬ）
）。レジスタ変数Ｘ（ｍ＋１）の内容をＸ　Ｃｍ）に順
番に転送しくｍ＝ｏ、１．２．−。 ２Ｑｆ−１）　、ラム領域内のＮｘ個のディジタル値群
Ｍ　〔Ｊ−ｎＬ　（ｍ、ｏｄ　　ＮｘＬ））（ｎ＝１゜
・・・・・・、Ｎｘ＞を次式によって計算した加算値を
Ｘ　（２Ｑｆ）に入れる。 Ｎｘ ｎ＝１ （ｍｏ　ｄ　　　ＮｘＬ））　　　　　−−αつここに
、Ｗｎの値は、（４，１，０９式および（６）式を満た
している。すなわち、Ｘ　（２Ｑｆ）からＸ

〔０〕に連
続する２Ｑｆ＋１個の加算値（Ｎｘ個のディジタル値か
ら求めた加算値）を得ている。次に、レジスタ変数Ｖ（
ｍ＋１）の内容をＶ　（ｍ）に順番に転送した後に（ｍ
＝０．１．−、Ｐｘ−１）。 Ｘ　Ｃｍ）　　（ｍ＝０．１．−．２Ｑｆ）を掛けた値
を加算合成した最新の算出値を得てＶ（Ｐｘ）に入れる
（算出値計算手段）。すなわち、Ｖ（Ｐｘ）からＶ〔０
〕に連続するｐｘ＋１個の算出値を得ている。ここに、
比率ＣｍにはＱ２）、０９式の関係がある。その後に、
（２１）の動作に復帰する。 このとき、実質的にＶ（Ｐｘ）を計算する時の０５１式
中の整数ＪをＪｌとし、実質的にＶ

〔０〕を計算する時
のα０式中の整数ＪをＪ２とすると、Ｊ１＝Ｊ２＋Ｐｘ
の関係がある。すなわち、ＶＣＰｘ）とＶ

〔０〕の間に
は整数Ｐｘに対応したズレがある。すでに説明したよう
に、新しい速度検出値Ｓを得てカウント手段のカウント
値Ｉをインクリメントした後に、Ｖ（Ｐｘ）は制御信号
作成手段において使用され、■

〔０〕は更新保存手段に
おいて使用される。 本実施例のように、算出値計算手段に加重平均を取る演
算および複数個の算出値を準備する演算を挿入し、制御
信号作成手段において使用する算出値計算手段の第一の
算出値と更新保存手段において使用する算出値計算手段
の第二の算出値の間に所定のズレを設けておくと、前述
のごとき良好な制御特性が得られると共に、制御系全体
の動作も安定になる（ナイキストの安定条件を満足する
）。この場合も、制御系の安定性を確保しながら演算を
簡単にするには、Ｑｆ＝３．Ｐｘ＝３゜Ｌ＞Ｑｆ＋Ｐｘ
にすると良い。 なお、比率ＷｎやＣｍによる演算は上記の形に限られる
ものではなく、上記のプログラムの内容を実現するもの
であればよく、各種の等価的な式変形が可能であること
は言うまでもない。また、新しい回転誤差が得られた時
に、最初に制御信号作成手段による新しい制御信号の出
力動作を行い、その後に、算出値計算手段によって次の
サンプリング時点で使用する算出値を計算するようにな
すならば、算出値計算手段の演算時間を長くとれると共
に、制御信号の出力までの時間遅れを短くできるので、
制御系の安定性を確保し易い。 前述の各実施例では、速度検出器によってモータの回転
速度のみを検出するようにしたが、これ以外にモータの
回転位相を周知の位相検出器によって検出し、その両者
を合成して回転誤差としてもよく、本発明に含まれるこ
とは言うまでもない。 また、補償器の出力をディジタル信号やＰＷＭ信号（パ
ルス幅変調信号）にしたり、電力増幅器の出力信号をＰ
ＷＭ信号にしてもよい。また、モータにブラシレス直流
モータを用いても良い。さらに、補償器を完全なハード
ウェアによって構成し、前述のプログラムによる動作と
同じ動作をおこなわせるようにしてもよい。その他、本
発明の主旨を変えずして種々の変更が可能である。 発明の効果 本発明のモータの速度制御装置は、特定の周波数に於て
極めて良好な制御特性を有し、かつ、その他の周波数に
おいても従来の制御特性とほぼ同じであり、全体として
負荷１〜ルクの変動による回転速度の変動が大幅に低減
されている。従って、本発明に基き、ビデオテープレコ
ーダのキャプスタンモータを構成するならば、磁気テー
プの走行速度を極めて正確に制御でき、ワウ・フラッタ
の少ない高性能のビデオテープレコーダを得ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第２図の補償器の内蔵プログラムの一例を表す
フロー図、第２図は本発明の実施例の全体の構成を表す
構成図、第３図は第２図の速度検出器の具体的な構成例
を表す構成図、第４図は本発明の実施例の制御ブロック
を表すブロック図、第５図は周波数伝達関数ＩＨ（ｊω
）１の特性例を表す特性図、第６図は本発明の補償器の
内蔵ブ０グラムの他の例を表すフロー図、第７図は本発
明の補償器の内蔵プログラムの他の例を表すフロー図、
第８図は従来例の構成を表す図、第９図は従来例の制御
ブロックを表すブロック図、第１０図は従来例の制御特
性ＩＧ（ｊω）１を表す特性図である。 １・・・・・・モータ、２・・・・・・回転センサ、３
・・・・・・速度検出器、４・・・・・・補償器、５・
・・・・・演算器、６・・・・・・メモリ、７・・・・
・・Ｄ／Ａ変換器、８・・・・・・電力増幅器、１０・
・・・・・負荷。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じる
   回転センサと、前記回転センサの交流信号の周期に応じ
   たディジタル信号を前記モータの１回転当たりＺｑ回（
   ここに、Ｚｑは４以上の整数）得る速度検出手段と、前
   記速度検出手段のディジタル信号にもとずき演算・記憶
   して制御信号を作り出す補償手段と、前記補償手段の制
   御信号に応じた電力を前記モータに供給する電力増幅手
   段とを具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段のデ
   ィジタル信号により前記モータの回転誤差Ｅを検出する
   回転誤差検出手段と、前記速度検出手段が新しいディジ
   タル信号を得るのに対応してカウント動作を行い、Ｎｘ
   ・Ｌ（ここに、Ｎｘは１以上の正数で、Ｌは４以上の整
   数）をｍｏｄ（法）とするカウント値Ｉを作るカウント
   手段と、逐次書き換え可能なラム領域内に少なくともＮ
   ｘＬ個のディジタル値Ｍ〔０〕からＭ〔ＮｘＬ−１〕を
   格納するメモリ手段と、前記カウント手段のカウント値
   Ｉに対応して変化する整数Ｊに対して、少なくとも前記
   メモリ手段のＮｘ個のディジタル値Ｍ〔Ｊ−ｎＬ（ｍｏ
   ｄＮｘＬ）〕（ｎ＝１，……，Ｎｘ）を使って算出値を
   求める算出値計算手段と、前記算出値計算手段によって
   求められた算出値と前記回転誤差検出手段の回転誤差を
   １：１の比率にて加算した加算値に実質的に対応した更
   新値によって、前記カウント手段のカウント値Ｉに対応
   した前記メモリ手段のディジタル値を、順次Ｍ〔０〕，
   Ｍ〔１〕， Ｍ〔２〕，……の順番に更新保存する更新保存手段と、
   前記算出値計算手段によって求められた算出値と前記回
   転誤差検出手段の現時点の回転誤差をＤ：１の比率にて
   加算合成して前記制御信号を作り出す制御信号作成手段
   とからなり、かつ、前記比率Ｄを ０．２５≦Ｄ≦０．５ としたことを特徴とするモータの速度制御装置。（２）
   Ｎｘ≧２としたことを特徴とする特許請求の範囲第（１
   ）項記載のモータの速度制御装置。（３）算出値計算手
   段は、メモリ手段のラム領域内のＬ間隔ずつ離れたディ
   ジタル値群 Ｍ〔Ｊ−ｎＬ（ｍｏｄ　ＮｘＬ）〕（ｎ＝１，２，・・
   ・・・・，Ｎｘ）にそれぞれ所定の正の比率Ｗｎ（ｎ＝
   １，２，・・・　・・・，Ｎｘ）（ここに、０＜Ｗｎ＜
   ２／Ｎｘ、かつ、▲数式、化学式、表等があります▼を 掛けた後に加算合成し、その加算値に実質的に対応した
   算出値を求めるようになされたことを特徴とする特許請
   求の範囲第（２）項記載のモータの速度制御装置。 （４）Ｗｎ＝１／Ｎｘ（ｎ＝１，２，・・・　・・・Ｎ
   ｘ）としたことを特徴とする特許請求の範囲第（３）項
   記載のモータの速度制御装置。 （５）Ｌをモータの１回転周期の２以上の整数倍に対応
   した値にしたことを特徴とする特許請求の範囲第（１）
   項記載のモータの速度制御装置。（６）更新保存手段は
   、算出値計算手段によって求められた算出値と回転誤差
   検出手段の回転誤差を１：１の比率にて加算した加算値
   を求め、連続する複数個の前記加算値にそれぞれ所定の
   正の比率を掛けた値を加算合成した値を新しい更新値と
   し、カウント手段のカウント値に対応したメモリ手段の
   ディジタル値として保存格納するようにしたことを特徴
   とする特許請求の範囲第（１）項記載のモータの速度制
   御装置。 （７）制御信号作成手段において利用される算出値計算
   手段の第一の算出値は実質的にメモリ手段のＮｘ個のデ
   ィジタル値Ｍ〔Ｊ１−ｎＬ （ｍｏｄ　ＮｘＬ）〕（ｎ＝１，・・・・・・，Ｎｘ）
   を使って計算され、更新保存手段において利用される前
   記算出値計算手段の第二の算出値は実質的に前記メモリ
   手段の他のＮｘ個のディジタル値Ｍ〔Ｊ２−ｎＬ（ｍｏ
   ｄ　ＮｘＬ）〕 （ｎ＝１，・・・・・・，Ｎｘ）を使って計算され、前
   記整数Ｊ１とＪ２はカウント手段のカウント値 I に応
   じて変化すると共に、Ｊ１＝Ｊ２＋Ｐｘ（ｍｏｄ　Ｎｘ
   Ｌ）（ここに、Ｐｘは１以上で５以下の整数）の関係が
   あることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の
   モータの速度制御装置。 （８）算出値計算手段は、カウント手段のカウント値Ｉ
   に応じて変化する整数Ｊに対して、メモリ手段のＮｘ個
   のディジタル値Ｍ〔Ｊ−ｎＬ （ｍｏｄ　ＮｘＬ）〕（ｎ＝１，・・・・・・，Ｎｘ）
   を加算合成した加算値を求め、さらに、前記整数Ｊに関
   して連続する複数個の前記加算値にそれぞれ所定の正の
   比率を掛けた値を加算合成して算出値としたことを特徴
   とする特許請求の範囲第（１）項記載のモータの速度制
   御装置。