JPS63119312A - 周波数特性補正回路 - Google Patents
周波数特性補正回路Info
- Publication number
- JPS63119312A JPS63119312A JP14837786A JP14837786A JPS63119312A JP S63119312 A JPS63119312 A JP S63119312A JP 14837786 A JP14837786 A JP 14837786A JP 14837786 A JP14837786 A JP 14837786A JP S63119312 A JPS63119312 A JP S63119312A
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- Japan
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- phase
- variable resistor
- capacitor
- resistor
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- Granted
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 12
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims abstract description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000004807 localization Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は周波数特性補正回路（以下補正回路とする。）
に関する。
に関する。
（従来技術）
従来の補正回路としては例えば第３図の様な高域補正回
路等が公知であった。図において２１は入力端子、ρ、
２４は抵抗、るはボリューム、２６ 、２７はコンデン
サ、５は出力端子である。この場合出力端子５における
位相特性は、第２図に示す様に低域及び高域周波数では
Ｏｏであるが、中域周波数ではボリューム乙の設定位置
に応じて位相が大幅に変化する。
路等が公知であった。図において２１は入力端子、ρ、
２４は抵抗、るはボリューム、２６ 、２７はコンデン
サ、５は出力端子である。この場合出力端子５における
位相特性は、第２図に示す様に低域及び高域周波数では
Ｏｏであるが、中域周波数ではボリューム乙の設定位置
に応じて位相が大幅に変化する。
従って左右２チャンネルを有するオーディオアンプ等に
おいて、上述のような補正回路を各チャンネル毎に挿入
すると、各補正回路の特性設定状態に応じて、位相差も
第２図の様に異なるから、中域周波数では左右のチャン
ネル間位相差が非常に大きくなる。
おいて、上述のような補正回路を各チャンネル毎に挿入
すると、各補正回路の特性設定状態に応じて、位相差も
第２図の様に異なるから、中域周波数では左右のチャン
ネル間位相差が非常に大きくなる。
（目的）
本発明の目的は上述の様な欠点のない補正回路を提供す
ることにあり、以下図面に従って詳細に説明する。
ることにあり、以下図面に従って詳細に説明する。
（実施例）
第１図は本発明の一実施例である。図において入力端子
１１に印加された入力信号は２分岐して一方は抵抗１２
を介し、て広帯域増幅器１４の反転大刀端子１６に印加
され、他方は可変抵抗器１８を介して出力端子１５に印
加される。広帯域増幅器１４の非反転入力端子１７は接
地され、出力は２分岐して一方はコンデンサー９を介し
て出力端子１５に印加され、他方は可変抵抗器１３を介
して前記反転入力端子１６に負帰還される。可変抵抗器
１３及び１８は連動可変となされている。
１１に印加された入力信号は２分岐して一方は抵抗１２
を介し、て広帯域増幅器１４の反転大刀端子１６に印加
され、他方は可変抵抗器１８を介して出力端子１５に印
加される。広帯域増幅器１４の非反転入力端子１７は接
地され、出力は２分岐して一方はコンデンサー９を介し
て出力端子１５に印加され、他方は可変抵抗器１３を介
して前記反転入力端子１６に負帰還される。可変抵抗器
１３及び１８は連動可変となされている。
この回路において抵抗１２の抵抗値を馬とし、可変抵抗
器１３及び１８の設定抵抗値をそれぞれに−Ｒ。
器１３及び１８の設定抵抗値をそれぞれに−Ｒ。
及びＲとし、コンデンサー９の容量をＣとするとこの回
路の伝達函数Ｇ（ｊ−ω）は 従ってこの位相特性ａｒｆＰＧ（ｊ−ω）はａｒｙＧ（
／ω）＝ −（ｔａｎ−’ ＫωＯＲ＋ｔａｎ−’ ω
０Ｒ）−・−（２）余角速度ωがω０となる点で位相が
匍°になるものとすると、可変抵抗器１８及びコンデン
サー９の直列回路の時定数Ｃ几は（２）式よシ ＣＲ＝ ・・・・・・・・・・・・川・
・・・・・・・・（８）（Ｋ ω。
路の伝達函数Ｇ（ｊ−ω）は 従ってこの位相特性ａｒｆＰＧ（ｊ−ω）はａｒｙＧ（
／ω）＝ −（ｔａｎ−’ ＫωＯＲ＋ｔａｎ−’ ω
０Ｒ）−・−（２）余角速度ωがω０となる点で位相が
匍°になるものとすると、可変抵抗器１８及びコンデン
サー９の直列回路の時定数Ｃ几は（２）式よシ ＣＲ＝ ・・・・・・・・・・・・川・
・・・・・・・・（８）（Ｋ ω。
となる。今（３）式を（１）式に代入して振幅特性を求
めると となシ、又この場合の位相特性は（３）式に代入してａ
ｒ ｇ−Ｇ （／ω）＝ −ｔａｎ＝ （−） （Ｋ
−ｊａｎ” に） 、−Ｒ−ωＯ ・・・・・・ （５） となる。
めると となシ、又この場合の位相特性は（３）式に代入してａ
ｒ ｇ−Ｇ （／ω）＝ −ｔａｎ＝ （−） （Ｋ
−ｊａｎ” に） 、−Ｒ−ωＯ ・・・・・・ （５） となる。
よって前記直列回路の時定数ＯＲを、Ｋの変化に応じて
（３）式の関係を保つ様に連動変化させると、振幅特性
はＫの各値に応じて（４）式に従って変化して第４図の
様になることがわかる。なおＫの値は低域に対する増幅
度に等しいのでこれをデシベル換算して図中に示した。
（３）式の関係を保つ様に連動変化させると、振幅特性
はＫの各値に応じて（４）式に従って変化して第４図の
様になることがわかる。なおＫの値は低域に対する増幅
度に等しいのでこれをデシベル換算して図中に示した。
又位相特性はＫの値に応じて（５）式に従って変化し、
第５図の様になり、角速度の低域においてはほぼｏｏ、
角速度ω０においては−（イ）°、高域においてはほぼ
一１８ｏ°となシ、Ｋの値を変化させてもこの関係に変
化はない。
第５図の様になり、角速度の低域においてはほぼｏｏ、
角速度ω０においては−（イ）°、高域においてはほぼ
一１８ｏ°となシ、Ｋの値を変化させてもこの関係に変
化はない。
上述の周波数の３つのポイント以外の部分では、前記に
の値に応じて若干の位相特性の変動を生ずるが、第２図
に示した従来例における様な大幅な位相の変動を生ずる
ことはない。
の値に応じて若干の位相特性の変動を生ずるが、第２図
に示した従来例における様な大幅な位相の変動を生ずる
ことはない。
第６図は上述の実施例においてＫが１の場合をの特性の
変化分を示したもので、この場合最大力４．５°程度の
位相差しか生じないことがわかる。
変化分を示したもので、この場合最大力４．５°程度の
位相差しか生じないことがわかる。
従って多チヤンネル増幅器において、各チャンネルの各
々に上述の様な補正回路を用いれば、これら各補正回路
の調整状態を互いに関連なく設定しても、各チャンネル
間の位相差は非常に少ないことがわかる。
々に上述の様な補正回路を用いれば、これら各補正回路
の調整状態を互いに関連なく設定しても、各チャンネル
間の位相差は非常に少ないことがわかる。
第７図に本発明による低域補正回路の一実施例を示す。
即ち本実施例は第１図の実施例における前記直列回路の
コンデンサ１９と抵抗１８との接続を逆にしたもので、
他に変るところはないので理解を容易にするため共通部
分については共通符号を付し構成についてのさらに詳細
な説明は省略する。
コンデンサ１９と抵抗１８との接続を逆にしたもので、
他に変るところはないので理解を容易にするため共通部
分については共通符号を付し構成についてのさらに詳細
な説明は省略する。
この様な回路の伝達函数Ｇ（、？ω）はとなり、位相特
性ａｒｇＧｃｉω）は ωＯＲ。
性ａｒｇＧｃｉω）は ωＯＲ。
ａｇ （７ω）＝ ｔａｎ’ −＋ ｔａｎ −’ ω
ＯＲ−・−・（７３に となる。従って余角速度ωがωＧとなる点において位相
が（３）° になるものとすると、直列回路の時定数Ｏ
Ｒは（７）より ω０ となり（８）式を（６）式に代入すると又（８）式を（
７）式に代入すると、 ・・・・・・・・αＯ となる。従って第３図の実施例における場合と同様に、
直列回路の時定数ＣＲをＫの変化に応じて（８）式の関
係を保つように連動して変化させれば、Ｋの値に対する
振幅特性の変化は第８図の様になる０ 又位相特性は第９図の様になシ周波数の低域においては
ほぼ１８０°、角速度ω０においては頒°高域において
はほぼ０°となり、Ｋの値を変化させてもこの関係に変
化はない。
ＯＲ−・−・（７３に となる。従って余角速度ωがωＧとなる点において位相
が（３）° になるものとすると、直列回路の時定数Ｏ
Ｒは（７）より ω０ となり（８）式を（６）式に代入すると又（８）式を（
７）式に代入すると、 ・・・・・・・・αＯ となる。従って第３図の実施例における場合と同様に、
直列回路の時定数ＣＲをＫの変化に応じて（８）式の関
係を保つように連動して変化させれば、Ｋの値に対する
振幅特性の変化は第８図の様になる０ 又位相特性は第９図の様になシ周波数の低域においては
ほぼ１８０°、角速度ω０においては頒°高域において
はほぼ０°となり、Ｋの値を変化させてもこの関係に変
化はない。
上述の３つのポイント以外の部分ではＫの値に応じて若
干の位相の変化を生ずるが、第１図の実施例と同様にこ
の変化は非常に小さい。
干の位相の変化を生ずるが、第１図の実施例と同様にこ
の変化は非常に小さい。
第１Ｏ図に本実施例においてＫが１の場合を基準の場合
と、Ｋが２（＋６ｄＢ）又は１／２（−６ｄＢ）の場合
との位相特性の変動分を示す。
と、Ｋが２（＋６ｄＢ）又は１／２（−６ｄＢ）の場合
との位相特性の変動分を示す。
以上の実施例ではコンデンサ１９の容量Ｃを固定にし、
可変抵抗器１８の抵抗値を、第１図の実施例の場合はｄ
に反比例させ、第７図の実施例の場合はパに正比例する
様にそれぞれ設定したものであるが、抵抗値比を固定に
し、容量Ｃを第１図の場合は八に反比例、第７図の場合
はバに正比例する様に設定してもよい。
可変抵抗器１８の抵抗値を、第１図の実施例の場合はｄ
に反比例させ、第７図の実施例の場合はパに正比例する
様にそれぞれ設定したものであるが、抵抗値比を固定に
し、容量Ｃを第１図の場合は八に反比例、第７図の場合
はバに正比例する様に設定してもよい。
又例えば第３図の場合、抵抗１３のＫの値ＫＩ、Ｋｇ。
・・・・・・・・Ｋ８に対応する抵抗値ＫＩ Ｒｅ、に
！ ＲＯ，・・・・・・・・ＫＮＲｏを切換スイッチに
より切換る様にし、これと連動した切換スイッチによシ
抵抗１８の抵抗値Ｒを切換る様にしてもよい。
！ ＲＯ，・・・・・・・・ＫＮＲｏを切換スイッチに
より切換る様にし、これと連動した切換スイッチによシ
抵抗１８の抵抗値Ｒを切換る様にしてもよい。
第７図の場合についても同様である。なお角速度ω０は
、上述において固定にした容量Ｃ又は抵抗器の値を変え
ることによシ容易に変えることが出来る。
、上述において固定にした容量Ｃ又は抵抗器の値を変え
ることによシ容易に変えることが出来る。
又にの値は入力抵抗１２を可変抵抗器にすることによシ
変えることも出来る。この場合は入力抵抗１２と例えば
可変抵抗器１８とを連動可変にすればよい０ （効果） 以上の様に本発明によれば各周波数特性補正回路の調整
状態が各々異なっていてもチャンネル間の位相差が小さ
いので音像定位の不確実さを除くことが出来る。
変えることも出来る。この場合は入力抵抗１２と例えば
可変抵抗器１８とを連動可変にすればよい０ （効果） 以上の様に本発明によれば各周波数特性補正回路の調整
状態が各々異なっていてもチャンネル間の位相差が小さ
いので音像定位の不確実さを除くことが出来る。
第３図は従来の周波数特性補正回路、第２図はその位相
特性図、第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第４
図、第５図及び第６図はその特性を示す線図、第７図は
本発明の他の実施例を示す回路図、第８図、第９図及び
第１０図はその特性を示す線図である。 １３ 、１８ ・・・・可変抵抗器 １４・・・・・・・・・・・・広帯域増幅器輩１０図
特性図、第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第４
図、第５図及び第６図はその特性を示す線図、第７図は
本発明の他の実施例を示す回路図、第８図、第９図及び
第１０図はその特性を示す線図である。 １３ 、１８ ・・・・可変抵抗器 １４・・・・・・・・・・・・広帯域増幅器輩１０図
Claims (1)
- 増幅度が可変になされた負帰還増幅器と、該負帰還増幅
器の入出力端子間に接続された抵抗とコンデンサの直列
回路と、上記抵抗とコンデンサとの接続点に設けられた
外部出力端子とを有し、上記抵抗とコンデンサとによる
時定数と上記負帰還増幅器の増幅度とを連動可変にした
ことを特徴とする周波数特性補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14837786A JPS63119312A (ja) | 1986-06-25 | 1986-06-25 | 周波数特性補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14837786A JPS63119312A (ja) | 1986-06-25 | 1986-06-25 | 周波数特性補正回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5197178A Division JPS6038896B2 (ja) | 1978-04-28 | 1978-04-28 | 周波数特性補正回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63119312A true JPS63119312A (ja) | 1988-05-24 |
| JPS6410965B2 JPS6410965B2 (ja) | 1989-02-22 |
Family
ID=15451398
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14837786A Granted JPS63119312A (ja) | 1986-06-25 | 1986-06-25 | 周波数特性補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63119312A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5284940A (en) * | 1975-11-03 | 1977-07-14 | Sundstrand Data Control | Nndimensional active shunt filter |
-
1986
- 1986-06-25 JP JP14837786A patent/JPS63119312A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5284940A (en) * | 1975-11-03 | 1977-07-14 | Sundstrand Data Control | Nndimensional active shunt filter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6410965B2 (ja) | 1989-02-22 |
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