JPS6410965B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6410965B2 JPS6410965B2 JP14837786A JP14837786A JPS6410965B2 JP S6410965 B2 JPS6410965 B2 JP S6410965B2 JP 14837786 A JP14837786 A JP 14837786A JP 14837786 A JP14837786 A JP 14837786A JP S6410965 B2 JPS6410965 B2 JP S6410965B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resistor
- circuit
- capacitor
- phase
- amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 9
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 101150118463 argG gene Proteins 0.000 description 1
- 230000004807 localization Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
（技術分野）
本発明は周波数特性補正回路（以下補正回路と
する。）に関する。 （従来技術） 従来の補正回路としては例えば第３図の様な高
域補正回路等が公知であつた。図において２１は
入力端子、２２，２４は抵抗、２３はボリユー
ム、２６，２７はコンデンサ、２５は出力端子で
ある。この場合出力端子２５における位相特性
は、第２図に示す様に低域及び高域周波数では0゜
であるが、中域周波数ではボリユーム２３の設定
位置に応じて位相が大幅に変化する。 従つて左右２チヤンネルを有するオーデイオア
ンプ等において、上述のような補正回路を各チヤ
ンネル毎に挿入すると、各補正回路の特性設定状
態に応じて、位相差も第２図の様に異なるから、
中域周波数では左右のチヤンネル間位相差が非常
に大きくなる。 （目的） 本発明の目的は上述の様な欠点のない補正回路
を提供することにあり、以下図面に従つて詳細に
説明する。 （実施例） 第１図は本発明の一実施例である。図において
入力端子１１に印加された入力信号は２分岐して
一方は抵抗１２を介して広帯域増幅器１４の反転
入力端子１６に印加され、他方は可変抵抗器１８
を介して出力端子１５に印加される。広帯域増幅
器１４の非反転入力端子１７は接地され、出力は
２分岐して一方はコンデンサ１９を介して出力端
子１５に印加され、他方は可変抵抗器１３を介し
て前記反転入力端子１６に負帰還される。可変抵
抗器１３及び１８は連動可変となされている。 この回路において抵抗１２の抵抗値をR0とし、
可変抵抗器１３及び１８の設定抵抗値をそれぞれ
Ｋ・R0及びＲとし、コンデンサ１９の容量をＣ
とするとこの回路の伝達函数Ｇ（jω）は Ｇ（jω）＝１−jωKCR／１＋jωCR ……(1) 従つてこの位相特性arqG（jω）は arqG（jω）＝−（tan-1KωCR＋tan-1ωCR） ……(2) 今角速度ωがω0となる点で位相が90゜になるも
のとすると、可変抵抗器１８及びコンデンサ１９
の直列回路の時定数CRは(2)式より となる。今(3)式を(1)式に代入して振幅特性を求め
ると となり、又この場合の位相特性は(3)式に代入して となる。 よつて前記直列回路の時定数CRを、Ｋの変化
に応じて(3)式の関係を保つ様に連動変化させる
と、振幅特性はＫの各値に応じて(4)式に従つて変
化して第４図の様になることがわかる。なおＫの
値は低域に対する増幅度に等しいのでこれをデシ
ベル換算して図中に示した。又位相特性はＫの値
に応じて(5)式に従つて変化し、第５図の様にな
り、角速度の低域においてはほぼ0゜、角速度ω0に
おいては−90゜、高域においてはほぼ−180゜とな
り、Ｋの値を変化させてもこの関係に変化はな
い。 上述の周波数の３つのポイント以外の部分で
は、前記Ｋの値に応じて若干の位相特性の変動を
生ずるが、第２図に示した従来例における様な大
幅な位相の変動を生ずることはない。 第６図は上述の実施例においてＫが１の場合を
基準として、Ｋが3.16（＋10dB）又は1/3.16（−
10dB）の場合と、Ｋが２（＋6dB）又は1/2（−
6dB）の場合の特性の変化分を示したもので、こ
の場合最大±4.5゜程度の位相差しか生じないこと
がわかる。 従つて多チヤンネル増幅器において、各チヤン
ネルの各々に上述の様な補正回路を用いれば、こ
れら各補正回路の調整状態を互いに関連なく設定
しても、各チヤンネル間の位相差は非常に少ない
ことがわかる。 第７図に本発明による低域補正回路の一実施例
を示す。 即ち本実施例は第１図の実施例における前記直
列回路のコンデンサ１９と抵抗１８との接続を逆
にしたもので、他に変るところはないので理解を
容易にするため共通部分については共通符号を付
し構成についてのさらに詳細な説明は省略する。 この様な回路の伝達函数Ｇ（jω）は Ｇ（jω）＝−Ｋ−jωCR／１＋jωCR ……(6) となり、位相特性argG（jω）は arg（jω）＝tan-1ωCR／Ｋ＋tan-1ωCR ……(7) となる。従つて今角速度ωがω0となる点におい
て位相が90゜になるものとすると、直列回路の時
定数CRは(7)より となり(8)式を(6)式に代入すると 又(8)式を(7)式に代入すると、 となる。従つて第３図の実施例における場合と同
様に、直列回路の時定数CRをＫの変化に応じて
(8)式の関係を保つように連動して変化させれば、
Ｋの値に対する振幅特性の変化は第８図の様にな
る。 又位相特性は第９図の様になり周波数の低域に
おいてはほぼ180゜、角速度ω0においては90゜高域
においてはほぼ0゜となり、Ｋの値を変化させても
この関係に変化はない。 上述の３つのポイント以外の部分ではＫの値に
応じて若干の位相の変化を生ずるが、第１図の実
施例と同様にこの変化は非常に小さい。 第１０図に本実施例においてＫが１の場合を基
準としてＫが3.16（＋10dB）又は1/3.16（−
10dB）の場合と、Ｋが２（＋6dB）又は1/2（−
6dB）の場合との位相特性の変動分を示す。 以上の実施例ではコンデンサ１９の容量Ｃを固
定にし、可変抵抗器１８の抵抗値を、第１図の実
施例の場合は√に反比例させ、第７図の実施例
の場合は√に正比例する様にそれぞれ設定した
ものであるが、抵抗値Ｒを固定にし、容量Ｃを第
１図の場合は√に反比例、第７図の場合は√
に正比例する様に設定してもよい。 又例えば第３図の場合、抵抗１３のＫの値K1、
K2、…KNに対応する抵抗値K1R0、K2R0、…KN
R0を切換スイツチにより切換る様にし、これと
連動した切換スイツチにより抵抗１８の抵抗値Ｒ
を
する。）に関する。 （従来技術） 従来の補正回路としては例えば第３図の様な高
域補正回路等が公知であつた。図において２１は
入力端子、２２，２４は抵抗、２３はボリユー
ム、２６，２７はコンデンサ、２５は出力端子で
ある。この場合出力端子２５における位相特性
は、第２図に示す様に低域及び高域周波数では0゜
であるが、中域周波数ではボリユーム２３の設定
位置に応じて位相が大幅に変化する。 従つて左右２チヤンネルを有するオーデイオア
ンプ等において、上述のような補正回路を各チヤ
ンネル毎に挿入すると、各補正回路の特性設定状
態に応じて、位相差も第２図の様に異なるから、
中域周波数では左右のチヤンネル間位相差が非常
に大きくなる。 （目的） 本発明の目的は上述の様な欠点のない補正回路
を提供することにあり、以下図面に従つて詳細に
説明する。 （実施例） 第１図は本発明の一実施例である。図において
入力端子１１に印加された入力信号は２分岐して
一方は抵抗１２を介して広帯域増幅器１４の反転
入力端子１６に印加され、他方は可変抵抗器１８
を介して出力端子１５に印加される。広帯域増幅
器１４の非反転入力端子１７は接地され、出力は
２分岐して一方はコンデンサ１９を介して出力端
子１５に印加され、他方は可変抵抗器１３を介し
て前記反転入力端子１６に負帰還される。可変抵
抗器１３及び１８は連動可変となされている。 この回路において抵抗１２の抵抗値をR0とし、
可変抵抗器１３及び１８の設定抵抗値をそれぞれ
Ｋ・R0及びＲとし、コンデンサ１９の容量をＣ
とするとこの回路の伝達函数Ｇ（jω）は Ｇ（jω）＝１−jωKCR／１＋jωCR ……(1) 従つてこの位相特性arqG（jω）は arqG（jω）＝−（tan-1KωCR＋tan-1ωCR） ……(2) 今角速度ωがω0となる点で位相が90゜になるも
のとすると、可変抵抗器１８及びコンデンサ１９
の直列回路の時定数CRは(2)式より となる。今(3)式を(1)式に代入して振幅特性を求め
ると となり、又この場合の位相特性は(3)式に代入して となる。 よつて前記直列回路の時定数CRを、Ｋの変化
に応じて(3)式の関係を保つ様に連動変化させる
と、振幅特性はＫの各値に応じて(4)式に従つて変
化して第４図の様になることがわかる。なおＫの
値は低域に対する増幅度に等しいのでこれをデシ
ベル換算して図中に示した。又位相特性はＫの値
に応じて(5)式に従つて変化し、第５図の様にな
り、角速度の低域においてはほぼ0゜、角速度ω0に
おいては−90゜、高域においてはほぼ−180゜とな
り、Ｋの値を変化させてもこの関係に変化はな
い。 上述の周波数の３つのポイント以外の部分で
は、前記Ｋの値に応じて若干の位相特性の変動を
生ずるが、第２図に示した従来例における様な大
幅な位相の変動を生ずることはない。 第６図は上述の実施例においてＫが１の場合を
基準として、Ｋが3.16（＋10dB）又は1/3.16（−
10dB）の場合と、Ｋが２（＋6dB）又は1/2（−
6dB）の場合の特性の変化分を示したもので、こ
の場合最大±4.5゜程度の位相差しか生じないこと
がわかる。 従つて多チヤンネル増幅器において、各チヤン
ネルの各々に上述の様な補正回路を用いれば、こ
れら各補正回路の調整状態を互いに関連なく設定
しても、各チヤンネル間の位相差は非常に少ない
ことがわかる。 第７図に本発明による低域補正回路の一実施例
を示す。 即ち本実施例は第１図の実施例における前記直
列回路のコンデンサ１９と抵抗１８との接続を逆
にしたもので、他に変るところはないので理解を
容易にするため共通部分については共通符号を付
し構成についてのさらに詳細な説明は省略する。 この様な回路の伝達函数Ｇ（jω）は Ｇ（jω）＝−Ｋ−jωCR／１＋jωCR ……(6) となり、位相特性argG（jω）は arg（jω）＝tan-1ωCR／Ｋ＋tan-1ωCR ……(7) となる。従つて今角速度ωがω0となる点におい
て位相が90゜になるものとすると、直列回路の時
定数CRは(7)より となり(8)式を(6)式に代入すると 又(8)式を(7)式に代入すると、 となる。従つて第３図の実施例における場合と同
様に、直列回路の時定数CRをＫの変化に応じて
(8)式の関係を保つように連動して変化させれば、
Ｋの値に対する振幅特性の変化は第８図の様にな
る。 又位相特性は第９図の様になり周波数の低域に
おいてはほぼ180゜、角速度ω0においては90゜高域
においてはほぼ0゜となり、Ｋの値を変化させても
この関係に変化はない。 上述の３つのポイント以外の部分ではＫの値に
応じて若干の位相の変化を生ずるが、第１図の実
施例と同様にこの変化は非常に小さい。 第１０図に本実施例においてＫが１の場合を基
準としてＫが3.16（＋10dB）又は1/3.16（−
10dB）の場合と、Ｋが２（＋6dB）又は1/2（−
6dB）の場合との位相特性の変動分を示す。 以上の実施例ではコンデンサ１９の容量Ｃを固
定にし、可変抵抗器１８の抵抗値を、第１図の実
施例の場合は√に反比例させ、第７図の実施例
の場合は√に正比例する様にそれぞれ設定した
ものであるが、抵抗値Ｒを固定にし、容量Ｃを第
１図の場合は√に反比例、第７図の場合は√
に正比例する様に設定してもよい。 又例えば第３図の場合、抵抗１３のＫの値K1、
K2、…KNに対応する抵抗値K1R0、K2R0、…KN
R0を切換スイツチにより切換る様にし、これと
連動した切換スイツチにより抵抗１８の抵抗値Ｒ
を
【式】
【式】の如く切換る様にしても
よい。
第７図の場合についても同様である。なお角速
度ω0は、上述において固定にした容量Ｃ又は抵
抗Ｒの値を変えることにより容易に変えることが
出来る。 又Ｋの値は入力抵抗１２を可変抵抗器にするこ
とにより変えることも出来る。この場合は入力抵
抗１２と例えば可変抵抗器１８とを連動可変にす
ればよい。 （効果） 以上の様に本発明によれば、極めて簡単な構成
により、高域又は低域の周波数帯域のうち、一方
の周波数帯域については減衰又は増強特性となる
様に補正量を変化させ、もう一方の周波数帯域に
ついては補正量を変化させない様な補正特性を有
する周波数特性補正回路を得ることが出来る。
又、位相特性の変動も小さくすることが出来るの
で、ステレオ装置等で複数の周波数特性補正回路
を用いる場合等に適用すれば、これら各周波数特
性補正を、回路の調整状態が各々異なつていても
音像定位を良好に、行うことが出来る。
度ω0は、上述において固定にした容量Ｃ又は抵
抗Ｒの値を変えることにより容易に変えることが
出来る。 又Ｋの値は入力抵抗１２を可変抵抗器にするこ
とにより変えることも出来る。この場合は入力抵
抗１２と例えば可変抵抗器１８とを連動可変にす
ればよい。 （効果） 以上の様に本発明によれば、極めて簡単な構成
により、高域又は低域の周波数帯域のうち、一方
の周波数帯域については減衰又は増強特性となる
様に補正量を変化させ、もう一方の周波数帯域に
ついては補正量を変化させない様な補正特性を有
する周波数特性補正回路を得ることが出来る。
又、位相特性の変動も小さくすることが出来るの
で、ステレオ装置等で複数の周波数特性補正回路
を用いる場合等に適用すれば、これら各周波数特
性補正を、回路の調整状態が各々異なつていても
音像定位を良好に、行うことが出来る。
第３図は従来の周波数特性補正回路、第２図は
その位相特性図、第１図は本発明の一実施例を示
す回路図、第４図、第５図及び第６図はその特性
を示す線図、第７図は本発明の他の実施例を示す
回路図、第８図、第９図及び第１０図はその特性
を示す線図である。 １３，１８……可変抵抗器、１４……広帯域増
幅器。
その位相特性図、第１図は本発明の一実施例を示
す回路図、第４図、第５図及び第６図はその特性
を示す線図、第７図は本発明の他の実施例を示す
回路図、第８図、第９図及び第１０図はその特性
を示す線図である。 １３，１８……可変抵抗器、１４……広帯域増
幅器。
Claims (1)
- １ 外部入力端子に加えられた入力信号を増幅す
る増幅度が可変になされた増幅器と、該増幅器の
出力を上記入力端子に負帰還する抵抗とコンデン
サとの直列回路と、上記抵抗とコンデンサとの直
列接続点に設けられた外部出力端子とを有し、上
記抵抗とコンデンサとによる時定数と上記増幅器
の増幅度とを連動可変にしたことを特徴とする周
波数特性補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14837786A JPS63119312A (ja) | 1986-06-25 | 1986-06-25 | 周波数特性補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14837786A JPS63119312A (ja) | 1986-06-25 | 1986-06-25 | 周波数特性補正回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5197178A Division JPS6038896B2 (ja) | 1978-04-28 | 1978-04-28 | 周波数特性補正回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63119312A JPS63119312A (ja) | 1988-05-24 |
| JPS6410965B2 true JPS6410965B2 (ja) | 1989-02-22 |
Family
ID=15451398
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14837786A Granted JPS63119312A (ja) | 1986-06-25 | 1986-06-25 | 周波数特性補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63119312A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4078205A (en) * | 1975-11-03 | 1978-03-07 | Sundstrand Data Control, Inc. | Electronic filter circuit |
-
1986
- 1986-06-25 JP JP14837786A patent/JPS63119312A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63119312A (ja) | 1988-05-24 |
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