JPS63178485A - マグネトロン駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 この発明はマグネトロン駆動回路に関し、さらに詳細に
いえば、電子レンジの加熱手段等として使用され、スイ
ッチング素子を具備したインバータ回路を用いて高周波
駆動方式によりマグネトロンを駆動するマグネトロン駆
動回路に関する。

〈従来の技術〉 今までのり一ケージトランスに代わって、インバータ回
路を用いた高周波駆動方式によるマグネトロン駆動回路
が採用されている。第５図はこの一例を示し、商用電源
（１０）を整流素子（１１）に接続し、その出力側にコ
ンデンサ（１２）（１４）およびコイル（■３）からな
るローパスフィルタを介してインバータ（１）に接続し
ている。インバータ（１）は、昇圧用リーケージトラン
ス■を有し、昇圧用リーケージトランス■の一次巻線（
５ｐ）は、互いに並列接続された共振コンデンサ（１５
）、フライホイールダイオード（１６）およびスイッチ
ング素子（１７）を介して上記ローパスフィルタの出力
側に接続されている。

−次巻線（５ｐ）と逆相の関係にある二次巻線（５ｓ）
には、コンデンサ■、ダイオードＧ）で構成される半波
倍電圧整流回路が設けられ、マグネトロン（４）に接続
されている。昇圧用リーケージトランス■の三次巻線（
５ｔ）はマグネトロン■の陰極フィラメント加熱用のも
のである。スイッチング素子（１７）のゲート側に接続
された制御回路（２０）は、整流素子（１１）による全
波整流電圧の瞬時値を検出する検出回路（２０ａ）と、
該瞬時値に応じたパルス幅を有するスイッチング素子駆
動用パルスを発生させるパルス発生回路（２０ｂ）と、
スタート保護回路（２０ｃ）と、スイッチング素子駆動
用パルスに基づいてスイッチング素子を駆動する駆動回
路（２０ｄ）とからなッテイル（ＳＡＮＹＯＴＥＣＨＮ
ＩＣＡＬ　ＲＥＶＩＥＷ　ＶＯＬ、１４Ｎ０．１　ＦＥ
Ｂ、１９８２．９．７７〜参照。なお、パルス発生回路
（２０ｂ）　、駆動回路（２０ｄ）については、例えば
特開昭５９−１９４３７７号公報参照）。

検出回路（２０ａ）は、第６図に示すように、整流素子
（１１）の全波整流出力（脈流）を分圧する抵抗（２１
）（２２）と、分圧点から取り出した信号の低域を通過
させるローパスフィルタ（２３）と、ローパスフィルタ
（２３）の出力信号を反転増幅する反転増幅器（２４）
と、反転増幅器（２４）の出力端につながれた、ダイオ
ードによるサージ防止回路（２５）とからなる。

ローパスフィルタ（２３）の遮断周波数は、商用電源周
波数（５０〜８０Ｈｚ）より充分高く、スイッチング周
波数（２０〜８０ｋｌ［ｚ）より小さな値すなわち１ｋ
ｌｚ〜数ｋＨｚとすることにより、整流素子（１１）の
出力電圧に充分追従した遅れのない出力信号を提供する
。

パルス発生回路（２０ｂ）は、検出回路（２０ａ）の出
力に基づいて、所定のパルス長を有するスイッチング素
子駆動用パルスを生成するものであり、このスイッチン
グ素子駆動用パルスにより駆動回路（２０ｄ）を介して
スイッチング素子を０Ｎ１０ＦＦ制御する。

上記のマグネトロン駆動回路において、スイッチング素
子（１７）がオンの状態であれば、商用電源（１０）か
ら整流素子（１１）を介して供給される電流は、昇圧用
リーケージトランス■の一次巻線り５ｐ）、スイッチン
グ素子（１７）を流れる。それにともなって、昇圧用リ
ーケージトランス■の二次巻線（５ｓ）には、逆方向の
電圧が発生し、コンデンサ■の電圧と加算されて、マグ
ネトロン（４）の陽極電圧として印加される。そして、
この陽極電圧がマグネトロン（４）のスレショールド電
圧を超えた時点から陽極電流が流れる。

次に、スイッチング周波数で定まる所定期間経過後、ス
イッチング素子（１７）がオフに転じると、昇圧用リー
ケージトランス■の一次巻線（５ｐ）に蓄えられたエネ
ルギーは、共振コンデンサ（１５）に移動する。−次巻
線（５ｐ）から共振コンデンサ（１５）に電流が流れ始
めると、共振コンデンサ（１５）の両端電圧が増大する
。それにともなって、昇圧用リーケージトランス■の二
次巻線（５ｓ）には、ダイオードＧ）を導通させる方向
に電圧が発生する。ダイオードＧ）の導通によってマグ
ネトロン（４）の陽極電圧がゼロとなるとともに、コン
デンサのを充電する。

その後、共振コンデンサ（１５）の両端電圧が減少し始
め、ついに逆電圧となると、フライホイールダイオード
（１６）に強制的に電流を流し、共振コンデンサ（１５
）に蓄えられた電荷を放電する。一定時間の後、再度ス
イッチング素子（１７）をオンに転じて、以上の動作を
繰り返す。このようにして、マグネトロン（４）を高周
波駆動することができる。

一方、スイッチング素子（１７）に供給される駆動用パ
ルスは、以下のようにして生成される。第６図を参照し
て、整流素子（１１）から取り出される脈流電圧は、抵
抗（２１）（２２）で分圧され、ローパスフィルタ（２
３）を通った後、反転増幅器（２４）により反転増幅さ
れる。反転によって、反転増幅器（２４）の出力は、入
力電源電圧の瞬時値が高いほど低く、入力電源電圧の瞬
時値が低いほど高くなる。このようにして得られた反転
増幅器（２４）の出力は、パルス発生回路（２０ｂ）に
入り、反転増幅器（２４）の出力電圧に応じて、パルス
幅のことなるパルス信号を生成する。すなわち、反転増
幅器（２４）の出力電圧が低いほどパルス幅の長いパル
ス信号が得られ、出力電圧が高いほどパルス幅の短いパ
ルス信号が得られる。取り出されたパルス信号は、駆動
回路（２０ｄ）を介してスイッチング素子（１７）に供
給される。

以上のようにして、マグネトロン（４）を駆動した場合
の、商用電源（１０）から整流素子（１°ｌ）に入力さ
れる入力電源電圧Ｖｌｎの瞬時値および入力電源電流Ｉ
　ｉｎの瞬時値の関係を描いた曲線を第７図（ａ）に示
す。この曲線（ａ）によれば、入力電源電圧Ｖｌｎがマ
グネトロン（４）のスレショールド電圧ｖｔｈに満たな
いときは電流が流れず、スレショールド電圧ｖｔｈを超
えて、入力電源電圧Ｖ１ｎが増大するにつれて入力電源
電流１１ｎも増大していくが、増大率は徐々に緩やかに
なっていく。

第８図の曲線（ａｔ）は、半サイクルにおける、入力電
源電圧Ｖｌｎの波形と入力電源電流１１ｎの波形との関
係を示し、第７図で入力電源電圧Ｖｉｎが増大するにつ
れて入力電源電流１１ｎの増大率が徐々に緩やかになっ
ていることに対応して、入力電源電流Ｉｉｎの波形は、
中央部がやや平坦な、台形に近い形となっている。

〈発明が解決しようとする問題点〉 ところで、第７図の曲線（ａ）は、常に右上がりである
ため、入力電源電圧Ｖｉｎの実効値が第８図（Ａ）の曲
線（ａ２）のように増大したり、曲線（ａ３）のように
減少したりすると、人力電源型ａＩｌｎの実効値も、そ
れに応じて増大したり、減少したりすることになる。つ
まり、入力電源電圧Ｖｉｎの波形と入力電源電流１１ｎ
の波形はともに増大または減少する。その結果、入力電
力Ｐｉｎは、人力型［電圧Ｖｉｎの波形と入力電源電流
１１ｎの積の平均値で表わされるから、入力電源電圧Ｖ
ｉｎの変動に対する入力電力Ｐｉｎの変動は大きく現わ
れる。そのためマグネトロン駆動回路の取り扱う電力が
大きくなり、各素子が大型化してしまう。

そこで、入力電源電圧Ｖｌｎと入力電源電流１１ｎとの
関係を、第７図曲線（ｂ）のように設定することも考え
られる。これによれば、同曲線（ｂ）が負の傾きになり
始めると、入力電源電流Ｉｎｎが逆に減少していくので
、入力電源電圧Ｖｉｎの波形と人力電源電流１１ｎの波
形は、第８図（Ｃ）に示すように、半波の中央部が凹と
なる。しかし、この場合、インバータのスイッチング周
波数が大きく変化することになり、スイッチング素子（
１７）の損失等が増加してしまう。しかも、入力電源電
圧Ｖ１ｎの低いところで、多量の電流が流れるため、ス
イッチング素子（１７）やトランス■の負担が増し、さ
らに、スイッチング素子（１７）のオン期間の後半でト
ランス■の一次巻線（５ｐ）電流の変化量が緩くなって
、インバータ動作が不安定になる。

次に、入力電源電圧Ｖｉｎのピーク値に比例した値をピ
ークホールドして、この値に基づいて、スイッチング素
子（１７）のオン期間を制御することも考えられる。こ
の方法では、スイッチング周波数の変化を小さく押さえ
ることができる。しかし、入力電源電圧Ｖｌｎと入力電
線電流１１ｎとの関係を示すと、第７図の曲線（Ｃ）の
ように、立ち上がりの傾斜が大きくり、それとともに、
マグネトロン（４）の陽極電圧がスレシジールド電圧を
超えるのに要する時間が長くなる。したがって、入力電
源電流１１ｎは、第８図（Ｄ）の曲線のように、半波の
中央部のみにおいて鋭く立ち上がることになる。これで
は、マグネトロン駆動電力は、第８図（Ｂ）の場合に比
較してさらに大きくなり、各素子に大きな負担をかけて
しまう。

以上要するに、従来の方法では、電源電圧の変動に対し
て、電力変動の抑制と、動作の安定性を両立させること
が難しいという問題があった。

〈発明の目的〉 この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、
マグネトロンを安定して駆動することができるとともに
、入力電源電圧Ｖｉｎの変動に対する入力電力Ｐｉｎの
変動を押さえることができる、比較的小容量の素子で構
成可能なマグネトロン駆動回路を提供することを目的と
している。

く問題点を解決するための手段〉 上記の目的を達成するためのこの発明のマグネトロン駆
動回路は、入力電源電圧のピーク値を検出するピーク値
検出手段と、ピーク値を上記瞬時値に加算する演算手段
とを具備し、該加算値に基づいてスイッチング素子駆動
用パルス信号を生成することを特徴とするものである。

く作用〉 以上の構成のマグネトロン駆動回路であれば、比較的大
きなピーク値の電源電圧が人力されたときは、入力電源
電圧の瞬時値にこのピーク値を加え、該加算値に基づい
てた値に基づいて、上記パルス信号を生成するので、ピ
ーク値を加えなかった従来例に比べて、より短いパルス
幅を有するパルス信号を発生することができる。また、
比較的小さなピーク値の電源電圧が入力されたときは、
従来例に比べて、より長いパルス幅を有するパルス信号
を発生することができる。

上記パルス信号を用いてインバータをスイッチング制御
した場合の動作は、次のようになる。

第１図は、この発明のマグネトロン駆動回路を用いてマ
グネトロンを駆動する場合の、マグネトロン駆動回路の
入力電源電圧Ｖｉｎの瞬時値および入力電源電流１１ｎ
の瞬時値の関係を描いた曲線（ａ）　、（ｂ）　、（ｃ
）を示し、曲線（ｂ）は比較的大きなピーク値を有する
電源電圧が入力されたときのもので、標準的なピーク値
を有する電源電圧が入力されたときの曲線（ａ）よりも
、若干下方向（入力電源電流ｆｉｎの減少側）へずれて
いる。曲線（Ｃ）は比較的小さなピーク値の電源電圧が
入力されたときのものであり、標準的なピーク値を有す
る電源電圧が入力されたときの曲線（ａ）よりも、若干
上方向（入力電源電流ＩＩｎの増大側）へずれている。

したがって、第２図に示すように、入力電源電圧Ｖｉｎ
が高いほど、小さな入力電源電流１ｉｎが流れ、入力電
源電圧Ｖｉｎが低いほど、大きな入力電源電流１１ｎが
流れることになる。

〈実施例〉 以下、実施例を示す添付図面によって詳細に説明する。

第３図は、マグネトロン駆動回路の一実施例を示すもの
であり、第５図の回路図と同一の要素には、同一の符号
を付している。第５図の回路図と比べて、制御回路（２
０）に、ピーク値検出手段としてのピークホールド回路
（２０ｏ）が付加されており、それに応じて、制御信号
回路（２０ａ）の反転増幅器（２４）が、演算手段とし
ての反転増幅器（２９）で置き換えられている。ピーク
ホールド回路（２０ｅ）は、整流素子（１１）の出力を
分圧する抵抗（２６）　（２７）と、平滑と反転増幅を
行う反転増幅平滑回路（２８）より構成されている。反
転増幅平滑回路（２８）の出力は、ローパスフィルタ（
２３）から出力される瞬時値信号とともに反転増幅器（
２９）に供給され、反転増幅器（２９）からパルス発生
回路（２０ｂ）に入力される。なお、パルス発生回路（
２０ｂ）に入力される信号電圧の上限値は、サージ防止
回路（２５）により規定されている。

上記のマグネトロン駆動回路であれば、整流素子（１１
）の出力電圧は、ピークホールド回路（２０ｅ）に加え
られ、抵抗（２［ｉ）　（２７）で分圧された後、反転
増幅平滑回路（２８）に加えられ、反転増幅平滑回路（
２８）からピーク値を反転した信号（以下「反転ピーク
値信号」という。）が出力される。この反転ピーク値信
号は、上記瞬時値信号とともに反転増幅器（２９）に供
給され、反転増幅器（２９）では、瞬時値信号を反転し
て、上記反転ピーク値信号に加え、パルス発生回路（２
０ｂ）に対して出力する。

第４図は、上記瞬時値信号の半波波形Ｖｌと、これに対
応する、反転増幅器（２９）からの出力信号波形Ｖｏを
示している。出力信号波形Ｖｏは反転増幅器（２９）を
通しているため、下に凸の反転された波形となっている
。入力電源電圧Ｖｉｎが高いと、半波波形ｖ１も大きく
なり（第４図（Ａ）の波形（ｂ）　）　、反転ピーク値
信号のレベルは小さくなる（第４図（Ｂ）のレベル（Ｌ
ｂ））ので、出力信号波形ＶＯは比較的下方（電圧が少
なくなる方向）にシフトする（第４図（Ｂ）の波形（ｂ
）　）　、入力電源電圧Ｖｉｎが低いと、半波波形■１
も小さくなり（第４図（Ａ）の波形（Ｃ）　）　、反転
ピーク値信号のレベルは大きくなる（第４図（Ｂ）のレ
ベル（Ｌｃ））ので、出力信号波形Ｖｏは比較的上方に
シフトする（第４図（Ｂ）の波形（Ｃ））。

この反転増幅器（２９）からの出力信号波形Ｖｏをパル
ス発生回路（２０ｂ）に送り、スイッチング素子、駆動
用パルスを発生させる。

このようにして、入力電源電圧Ｖｉｎのピーク値の大小
に応じて全体的に上下にシフトした出力信号波形Ｖｏを
得ることができるので、従来のように、単一の曲線（１
７図（ａ））を用いることなく、入力電源電圧Ｖｉｎの
ピーク値に応じた複数の曲線（第１図）を用意して、従
来と比べて、入力電源電圧Ｖｌｎが高いほど、全体的に
スイッチング素子の（１７）のパルス幅をより短く、入
力電源電圧Ｖｉｎが低いほど、全体的にスイッチング素
子の（１７）のパルス幅をより長くして、インバータ回
路（１）の制御を行うことができる。その結果、第２図
（Ｂ）のような入力電源電流波形を得ることができ、入
力電源電圧Ｖｉｎの変動に対して、入力電源電流１１ｎ
の変動をより効果的に押さえることができる。なお、パ
ルス発生回路（２０ｂ）に入力される信号電圧の上限値
は、サージ防止回路（２５）により規定されているので
、出力信号波形ｖＯの電圧値が大きくなっている分（第
４図（Ｂ）の波形（ｃ）　）　、入力電源電流Ｉｆ、ｎ
の立ち上がり時間が遅れ、立ち下がり時間が早くなって
いる（第２図（Ｂ）の曲線（Ｃ））。

〈発明の効果〉 以上のようにこの発明では、入力電源電圧のピーク値を
瞬時値に加え、該加算値に基づいてスイッチング素子駆
動用パルスを発生することとしたので、入力電源電圧の
半波における入力電源電流波形を、台形または台形より
中央部が少し膨らんだ形とできるとともに、入力電源電
圧が高いほど、全体的にスイッチング素子駆動用パルス
幅を、従来に比べてより短く、入力電源電圧が低いほど
、全体的にスイッチング素子駆動用パルス幅を、従来に
比べてより長くすることができる。したがって、動作の
安定性を確保しながら、従来のものに比べてより効果的
に、マグネトロン駆動回路の入力電力変動を押さえるこ
とができるいう特有の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明のマグネトロン駆動回路を用いてマグ
ネトロンを駆動した場合の、人力電源電圧Ｖｉｎの瞬時
値と、入力電源電流ｆｉｎの瞬時値との関係を描いたグ
ラフ、 第２図はこの発明のマグネトロン駆動回路を用いてマグ
ネトロンを駆動した場合の、入力電源電圧Ｖｌｎと、入
力電源電流１１ｎの波形図、第３図はマグネトロン駆動
回路の一実施例を示す回路図、 第４図は反転増幅器の出力信号波形図、第５図は従来の
マグネトロン駆動回路の回路図、第６図は制御信号回路
の詳細図、 第７図は従来のマグネトロン駆動回路の入力電源電圧Ｖ
ｉｎの瞬時値と、人力電源電流ｆｉｎの瞬時値との関係
を描いたグラフ、 第８図は従来のマグネトロン駆動回路の入力電源電圧Ｖ
ｉｎと、入力電源電流１１ｎの波形図。 （１）・・・インバータ、■・・・マグネトロン、（１
７）・・・スイッチング素子、

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力電源電圧を検出してスイッチング 制御を行う構成としたインバータを備え、 その出力を用いてマグネトロンを駆動す るものであって、入力電源電圧の瞬時値 を検出し、瞬時値に基づいて、瞬時値が 大きなほどパルス幅が短く、瞬時値が小 さなほどパルス幅が長いパルス信号を生 成し、スイッチング素子に供給するよう にしたマグネトロン駆動回路において、 入力電源電圧のピーク値を検出するピー ク値検出手段と、ピーク値を上記瞬時値 に加算する演算手段とを具備し、該加算 値に基づいて上記パルス信号を生成する ことを特徴とするマグネトロン駆動回路。