JPS63191303A - ヘツドアンプ回路 - Google Patents
ヘツドアンプ回路Info
- Publication number
- JPS63191303A JPS63191303A JP62023180A JP2318087A JPS63191303A JP S63191303 A JPS63191303 A JP S63191303A JP 62023180 A JP62023180 A JP 62023180A JP 2318087 A JP2318087 A JP 2318087A JP S63191303 A JPS63191303 A JP S63191303A
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- JP
- Japan
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- transistor
- capacitor
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- output
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- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 19
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000003472 neutralizing effect Effects 0.000 description 2
- 230000008094 contradictory effect Effects 0.000 description 1
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はヘッドアンプ回路に係り、特に、ＶＴＲの再生
系に用いられ、磁気ヘッド（ビデオヘッド）のインダク
タンスと初段トランジスタの入力容量とによる共振周波
数を高域になるようにして信号帯域を広くとり得るヘッ
ドアンプ回路に関する。
系に用いられ、磁気ヘッド（ビデオヘッド）のインダク
タンスと初段トランジスタの入力容量とによる共振周波
数を高域になるようにして信号帯域を広くとり得るヘッ
ドアンプ回路に関する。
従来の技術
一般に、ＶＴＲのヘッドアンプ回路の初段トランジスタ
のベースとアースとの間には入力容量（浮遊容量）が形
成され、これが大きいと上記共振用周波数が低下してし
まって信号帯域を広くとり得ない。
のベースとアースとの間には入力容量（浮遊容量）が形
成され、これが大きいと上記共振用周波数が低下してし
まって信号帯域を広くとり得ない。
一方、これとは別に、トランジスタ等の増幅素子の内部
帰還（ミラー効果による）を打消して増幅器を単方向化
する手段として中和コンデンサを用いた増幅器が、例え
ばｒ無線工学ハンドブックＪ第２版（オーム社）第８章
第３３頁、及び「実用電子回路ハンドブック」第３版（
ＣＱ出版社）第４巻第３１６〜３１７頁に示すもの等に
よって知られている。以下、ミラー効果について第４図
（Ａ）。
帰還（ミラー効果による）を打消して増幅器を単方向化
する手段として中和コンデンサを用いた増幅器が、例え
ばｒ無線工学ハンドブックＪ第２版（オーム社）第８章
第３３頁、及び「実用電子回路ハンドブック」第３版（
ＣＱ出版社）第４巻第３１６〜３１７頁に示すもの等に
よって知られている。以下、ミラー効果について第４図
（Ａ）。
（Ｂ）と共にその概略を説明する。第４図（Ａ）におい
て、Ｉ＝ （Ｅ＋ −Ｅ２ ）／Ｚｏ １Ｅ２−ＡＥ＋
であるので、Ｉ−（（１−Ａ）／Ｚｏ ）’Ｅ１となる
。ここに、Ａはアンプのゲイン、ｚ。
て、Ｉ＝ （Ｅ＋ −Ｅ２ ）／Ｚｏ １Ｅ２−ＡＥ＋
であるので、Ｉ−（（１−Ａ）／Ｚｏ ）’Ｅ１となる
。ここに、Ａはアンプのゲイン、ｚ。
は入出力間インピーダンスである。一方、第４図（Ｂ）
において、Ｉ−Ｅ＋／Ｚｏである。
において、Ｉ−Ｅ＋／Ｚｏである。
ここで、Ａｇｏ （反転アンプ）であれば上式のＡに−
Ａを代入して、Ｉ＝ （（１＋Ａ）／Ｚｏ ）・Ｅ＋ど
なる。第４図＜Ａ）の回路のＩ−（（１＋Ａ）／Ｚｏ
） ・Ｅ＋と同図（Ｂ）の回路のＩ−Ｅ＋／Ｚｏとを比
較してみるに、同図（Ａ＞のＺｏは同図（Ｂ）のそれの
１／（１＋Ａ）倍になる。Ｚｏが容量Ｃならば、同図（
８）ではＺｏ−１／ｊＣω、同図（Ａ）ではＺｏ−（１
／ｊＣω）／ （１＋Ａ）−１／ （（１＋Ａ）・ｊｃ
ω）である。故に、同図（Ａ）の容ｆｆ１ｃは同図（Ｂ
）のそれの（１＋Ａ）倍になる。このような容ＩＩ（反
転アンプの入出方間容量）を生じることを一般にミラー
効果といい、これを打消すために前記中和コンデンサを
用いる。
Ａを代入して、Ｉ＝ （（１＋Ａ）／Ｚｏ ）・Ｅ＋ど
なる。第４図＜Ａ）の回路のＩ−（（１＋Ａ）／Ｚｏ
） ・Ｅ＋と同図（Ｂ）の回路のＩ−Ｅ＋／Ｚｏとを比
較してみるに、同図（Ａ＞のＺｏは同図（Ｂ）のそれの
１／（１＋Ａ）倍になる。Ｚｏが容量Ｃならば、同図（
８）ではＺｏ−１／ｊＣω、同図（Ａ）ではＺｏ−（１
／ｊＣω）／ （１＋Ａ）−１／ （（１＋Ａ）・ｊｃ
ω）である。故に、同図（Ａ）の容ｆｆ１ｃは同図（Ｂ
）のそれの（１＋Ａ）倍になる。このような容ＩＩ（反
転アンプの入出方間容量）を生じることを一般にミラー
効果といい、これを打消すために前記中和コンデンサを
用いる。
一方、Ａ〉０（正転アンプ）であればＩ＝（（１−Ａ）
／Ｚｏ ） ・Ｅ＋であり、同図（Ａ）の１＝ （（Ｉ
Ａ＞／Ｚｏ ） ・Ｅ＋と同図（Ｂ）のＩ＝Ｅ＋／
Ｚｏとを比較して、同図（Ａ）のＺｏは同図（Ｂ）のそ
れの１／（１−Ａ）倍になる。上記と同様にしてＺｏが
容量Ｃならば、同図（Ａ＞の容１ｃは同図（Ｂ）のそれ
の（１−Ａ）倍になる。そこで、Ａ＞１であればＣは負
性容量となり、入力・グランド間に存在する浮遊容量を
この負性容量によって打消し得る。なお、上記ＡくＯの
条件によってミラー効果による容量が存在する回路であ
れば、上記負性容量はこのミラー効果による容量をも打
消し得る。
／Ｚｏ ） ・Ｅ＋であり、同図（Ａ）の１＝ （（Ｉ
Ａ＞／Ｚｏ ） ・Ｅ＋と同図（Ｂ）のＩ＝Ｅ＋／
Ｚｏとを比較して、同図（Ａ）のＺｏは同図（Ｂ）のそ
れの１／（１−Ａ）倍になる。上記と同様にしてＺｏが
容量Ｃならば、同図（Ａ＞の容１ｃは同図（Ｂ）のそれ
の（１−Ａ）倍になる。そこで、Ａ＞１であればＣは負
性容量となり、入力・グランド間に存在する浮遊容量を
この負性容量によって打消し得る。なお、上記ＡくＯの
条件によってミラー効果による容量が存在する回路であ
れば、上記負性容量はこのミラー効果による容量をも打
消し得る。
発明が解決しようとする問題点
従来のＶＴＲ再生系に用いられるヘッドアンプ回路は、
前述のミラー効果によって生じる容量及び入力容量ｌ（
浮遊容ｆｉｌ）を小さくする手段が設けられていないた
めにこれらの容８が比較的高いままであり、前述の共振
周波数が比較的低く、これにより、信号帯域を広くとり
得ない問題点があった。
前述のミラー効果によって生じる容量及び入力容量ｌ（
浮遊容ｆｉｌ）を小さくする手段が設けられていないた
めにこれらの容８が比較的高いままであり、前述の共振
周波数が比較的低く、これにより、信号帯域を広くとり
得ない問題点があった。
本発明は、出力をコンデンサを通じて入力に正帰還を施
すことによってミラー効果によって生じる容量及び入力
容量（浮遊容Ｉ）を小さくし、共振周波数を高域になる
ようにして信号帯域を広くとり得るようにすると共に、
ＳＮ比を高くとり得るヘッドアンプ回路を提供すること
を目的とする。
すことによってミラー効果によって生じる容量及び入力
容量（浮遊容Ｉ）を小さくし、共振周波数を高域になる
ようにして信号帯域を広くとり得るようにすると共に、
ＳＮ比を高くとり得るヘッドアンプ回路を提供すること
を目的とする。
問題点を解決するための手段
本発明回路は、第１図に示す如く、出力側トランジスタ
（Ｘ３）からの出力を容量素子（４）を介して入力側ト
ランジスタ（Ｘｌ）に正帰還せしめる回路を設けてなる
。
（Ｘ３）からの出力を容量素子（４）を介して入力側ト
ランジスタ（Ｘｌ）に正帰還せしめる回路を設けてなる
。
作用
トランジスタ×３のコレクタ出力はコンデンサ４を介し
てトランジスタＸ＋のベースに正帰還され、これにより
、ミラー効果によって生じる容量及び入力容量が実質的
に打消される。この低下された入力容量とビデオヘッド
１のインダクタンスとによる共振周波数は高域に移動さ
れ、信号帯域を広くとり得る。
てトランジスタＸ＋のベースに正帰還され、これにより
、ミラー効果によって生じる容量及び入力容量が実質的
に打消される。この低下された入力容量とビデオヘッド
１のインダクタンスとによる共振周波数は高域に移動さ
れ、信号帯域を広くとり得る。
実施例
第１図は本発明回路の第１実施例の回路図を示す。同図
において、ビデオヘッド１はロータトランス２．コンデ
ンサ３を介して初段トランジスタ×１に接続されている
。トランジスタＸＩのコレクタはトランジスタ×２のエ
ミッタ・コレクタを介して反転アンプトランジスタＸ３
（ヘッドアンプ回路の出力バッファとしてのエミッ
タホロワでもある）に接続されており、トランジスタｘ
１のエミッタはトランジスタ×２のベース及び反転アン
プトランジスタ×３のコレクタと共にアースされている
。トランジスタＸ＋ 、Ｘｚにてカスコードアンプが構
成されている。
において、ビデオヘッド１はロータトランス２．コンデ
ンサ３を介して初段トランジスタ×１に接続されている
。トランジスタＸＩのコレクタはトランジスタ×２のエ
ミッタ・コレクタを介して反転アンプトランジスタＸ３
（ヘッドアンプ回路の出力バッファとしてのエミッ
タホロワでもある）に接続されており、トランジスタｘ
１のエミッタはトランジスタ×２のベース及び反転アン
プトランジスタ×３のコレクタと共にアースされている
。トランジスタＸ＋ 、Ｘｚにてカスコードアンプが構
成されている。
反転アンプトランジスタ×３のコレクタはコンデンサ４
を介してトランジスタＸ＋のベースに接続されており、
反転アンプトランジスタ×３からコンデンサ４を介して
トランジスタ×１のベースに正帰還がかけられる点が本
発明の要部である。
を介してトランジスタＸ＋のベースに接続されており、
反転アンプトランジスタ×３からコンデンサ４を介して
トランジスタ×１のベースに正帰還がかけられる点が本
発明の要部である。
反転アンプトランジスタ×３のエミッタはコンデンサ５
を介して出力端子６に接続されている。
を介して出力端子６に接続されている。
ビデオヘッド１にて再生された信号はロータリトランス
２．コンデンサ３を介してトランジスタＸ＋のベースに
供給され、カスコードアンプを構成するトランジスタＸ
＋ 、Ｘ２にて増幅され、反転アンプトランジスタＸ３
．コンデンサ５を介して端子６より取出される。このと
き、反転アンプトランジスタ×３のコレクタ出力はコン
デンサ４を介してトランジスタ×１のベースに正帰還さ
れ、これにより、ミラー効果によって生じる容量及びト
ランジスタｘ１のベース・グランド間の入力容量は実質
的に打消されたことになって低下する。
２．コンデンサ３を介してトランジスタＸ＋のベースに
供給され、カスコードアンプを構成するトランジスタＸ
＋ 、Ｘ２にて増幅され、反転アンプトランジスタＸ３
．コンデンサ５を介して端子６より取出される。このと
き、反転アンプトランジスタ×３のコレクタ出力はコン
デンサ４を介してトランジスタ×１のベースに正帰還さ
れ、これにより、ミラー効果によって生じる容量及びト
ランジスタｘ１のベース・グランド間の入力容量は実質
的に打消されたことになって低下する。
容量の低下により、この容量とビデオヘッド１のインダ
クタンスとによる共振周波数は高域に移動することにな
り、これにより、従来のものに比して信号帯域を広くと
り得る。
クタンスとによる共振周波数は高域に移動することにな
り、これにより、従来のものに比して信号帯域を広くと
り得る。
第２図は本発明回路の第２実施例の回路図を示し、同図
中、第１図と同様の働きをする部分には同一番号、同一
符号を付してその説明を省略する。
中、第１図と同様の働きをする部分には同一番号、同一
符号を付してその説明を省略する。
同図中、Ｘａ ＊ Ｘ４ 、Ｘｓは初段トランジスタで
、そのベースは共通にコンデンサ３及びコンデンサ４に
接続されており、そのコレクタはトランジスタ×２のエ
ミッタに共通に接続されており、そのエミッタは共通に
アースされている。
、そのベースは共通にコンデンサ３及びコンデンサ４に
接続されており、そのコレクタはトランジスタ×２のエ
ミッタに共通に接続されており、そのエミッタは共通に
アースされている。
このものは初段トランジスタを３個並列に接続したため
、第１図に示すものに比してＳＮ比をより高くとり得る
が入力容量が大きくなる。そこで、コンデンサ４にて出
力を入力側のトランジスタＸ＋ 、Ｘａ 、Ｘｓに正帰
還せしめて容量を低下させる点については第１図のもの
と同様である。その他の動作は第１図のものと同様であ
るので、その説明を省略する。なお、並列接続トランジ
スタの数は３個に限定されるものではなく、これ以上で
もよい。
、第１図に示すものに比してＳＮ比をより高くとり得る
が入力容量が大きくなる。そこで、コンデンサ４にて出
力を入力側のトランジスタＸ＋ 、Ｘａ 、Ｘｓに正帰
還せしめて容量を低下させる点については第１図のもの
と同様である。その他の動作は第１図のものと同様であ
るので、その説明を省略する。なお、並列接続トランジ
スタの数は３個に限定されるものではなく、これ以上で
もよい。
一般に、入力容量を小にすることとＳＮ比を改善するこ
とは相反する条件であるが、本実施例によれば入力容量
を小にすることとＳＮ比を改善することを両立し得、入
力容量が小さいこととＳＮ比が高いことを同時に要求さ
れるＶＴＲの再生糸のヘッドアンプ回路の性能を飛躍的
に向上し得る。
とは相反する条件であるが、本実施例によれば入力容量
を小にすることとＳＮ比を改善することを両立し得、入
力容量が小さいこととＳＮ比が高いことを同時に要求さ
れるＶＴＲの再生糸のヘッドアンプ回路の性能を飛躍的
に向上し得る。
なお、ＳＮ比を高くとるための構成としては第２図に示
す回路の他、第１図に示すコンデンサ３以降の回路を複
数並列に接続した構成としてもよい。
す回路の他、第１図に示すコンデンサ３以降の回路を複
数並列に接続した構成としてもよい。
又、例えば第１図に示す回路のトランジスタ×１にベー
ス族がり抵抗の小さいトランジスタを用いるようにして
もよい。一般に、ベース族がり抵抗を小さくすることに
よってＳＮ比を改善できるが、その副作用として入力容
量が大きくなるという問題を生じる。そこで、トランジ
スタＸ＋にベース族がり抵抗の小さいトランジスタを用
いれば、ＳＮ比を高くとったまま、コンデンサ４の働き
によって入力容量を減少せしめ得る。
ス族がり抵抗の小さいトランジスタを用いるようにして
もよい。一般に、ベース族がり抵抗を小さくすることに
よってＳＮ比を改善できるが、その副作用として入力容
量が大きくなるという問題を生じる。そこで、トランジ
スタＸ＋にベース族がり抵抗の小さいトランジスタを用
いれば、ＳＮ比を高くとったまま、コンデンサ４の働き
によって入力容量を減少せしめ得る。
第３図は本発明回路の第３実施例の回路図を示し、同図
中、第１図と同様の働きをする部分には同一番号、同一
符号を付してその説明を省略する。
中、第１図と同様の働きをする部分には同一番号、同一
符号を付してその説明を省略する。
このものは第１図、第２図のようなカスコードアンプを
用いないもので、ミラー効果による入力容量の増加が大
きいが、コンデンサ４によってこれを打消し得る。又、
このものはトランジスタを１個少なく構成し得る。
用いないもので、ミラー効果による入力容量の増加が大
きいが、コンデンサ４によってこれを打消し得る。又、
このものはトランジスタを１個少なく構成し得る。
発明の効果
本発明によれば、出力側トランジスタからの出力を容量
素子を介して入力側トランジスタに正帰還せしめる回路
を設けたためにミラー効果によって生じる容量及び入力
容量（浮遊容ｆ！）を低下せしめ得、これにより、共振
周波数を高域に移動せしめ得、もって信号帯域を広くと
り得、又、入力側トランジスタを複数個並列接続した構
成としたため、更に、入力側トランジスタにベース族が
り抵抗の小さいトランジスタを用いたため、共に、ＳＮ
比を高くとり得ると同時に容量を低くし得て信号帯域を
広くとり得、ＶＴＲの性能を向上し得る等の特長を有す
る。
素子を介して入力側トランジスタに正帰還せしめる回路
を設けたためにミラー効果によって生じる容量及び入力
容量（浮遊容ｆ！）を低下せしめ得、これにより、共振
周波数を高域に移動せしめ得、もって信号帯域を広くと
り得、又、入力側トランジスタを複数個並列接続した構
成としたため、更に、入力側トランジスタにベース族が
り抵抗の小さいトランジスタを用いたため、共に、ＳＮ
比を高くとり得ると同時に容量を低くし得て信号帯域を
広くとり得、ＶＴＲの性能を向上し得る等の特長を有す
る。
第１図乃至第３図は本発明回路の第１乃至第３実施例の
回路図、第４図はミラー効果を説明するための図を示す
。 １・・・磁気ヘッド（ビデオヘッド）、２・・・ロータ
リドランス、４・・・コンデンサ（容量素子）、６・・
・出力端子、Ｘ＋ 、Ｘ４ 、Ｘｓ・・・初段トランジ
スタ（入力側トランジスタ）、×２・・・トランジスタ
、×３・・・反転アンプトランジスタ（出力側トランジ
スタ）。 特許出願人 日本ビクター株式会社 第１図 ＠２図
回路図、第４図はミラー効果を説明するための図を示す
。 １・・・磁気ヘッド（ビデオヘッド）、２・・・ロータ
リドランス、４・・・コンデンサ（容量素子）、６・・
・出力端子、Ｘ＋ 、Ｘ４ 、Ｘｓ・・・初段トランジ
スタ（入力側トランジスタ）、×２・・・トランジスタ
、×３・・・反転アンプトランジスタ（出力側トランジ
スタ）。 特許出願人 日本ビクター株式会社 第１図 ＠２図
Claims (3)
- （１）ビデオヘッドからの再生信号をトランジスタによ
って増幅して出力するヘッドアンプ回路において、 出力側トランジスタからの出力を容量素子を介して入力
側トランジスタに正帰還せしめる回路を設けてなること
を特徴とするヘッドアンプ回路。 - （２）該入力側トランジスタは、複数個並列接続された
構成であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のヘッドアンプ回路。 - （３）該入力側トランジスタは、ベース広がり抵抗の小
さいトランジスタであることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のヘッドアンプ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62023180A JPS63191303A (ja) | 1987-02-03 | 1987-02-03 | ヘツドアンプ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62023180A JPS63191303A (ja) | 1987-02-03 | 1987-02-03 | ヘツドアンプ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63191303A true JPS63191303A (ja) | 1988-08-08 |
Family
ID=12103444
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62023180A Pending JPS63191303A (ja) | 1987-02-03 | 1987-02-03 | ヘツドアンプ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63191303A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63102003A (ja) * | 1986-10-20 | 1988-05-06 | Hitachi Ltd | 磁気記録再生装置 |
-
1987
- 1987-02-03 JP JP62023180A patent/JPS63191303A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63102003A (ja) * | 1986-10-20 | 1988-05-06 | Hitachi Ltd | 磁気記録再生装置 |
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