JPS63193614A - 発振装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、基準となるパルス信号に位相同期した標本化
パルス、クロックパルスなどの高周波パルスを形成する
のに用いて好適な発振装置に関する。

〔従来の技術〕

ビデオ機器においては、ビデオ信号の、たとえば水平同
期信号と一定の位相関係にある高周波パルス信号を用い
るものが多い。このようなビデオ機器としては、たとえ
ば、ビデオ信号のテイシタル符号化装置、電荷転送素子
を用いたビデオ信号遅延装置、固体撮像素子を用いたビ
デオカメラ装置などがあり、これらに用いらり、る標本
化パルスもしくはクロックパルスは、処理されるヒデオ
甑号の水平開１ｉＪｌ信号と一定の位相関係に保たれる
。

このようなりロックパルスもしくは標本化パルスを生成
するだめの発振装置としては、従来、電圧制御発振２：
；（以下、Ｖｏｏという）、でフェーズロックドループ
（以下、Ｉ）　Ｌ　ｌ＝という）を構成し、このＶＣＯ
の出力周波数および出力位相を水平開ｊｊＪ］伯号など
の基（１（となる信号（以−ド、基準信号とい・う）に
ロックさせる方式か採用されている。この−例とし−（
は、たとえば、［＝１立民生用ＩＣデータブックーＶ　
Ｔ　Ｒ用Ｉ　Ｃ（１１１）、１．４００７Ａ）（昭和５
９年２月）ｐ、１３６に開示されているが、基本的には
、Ｖ　ＣＯの出力（ｌｉ号を、その周波数か基準信号の
周波数と等しくなるように分周して比較信号とし、これ
を基（１（信号と位相比較し、１）られろ位相差信号で
ＶＣＯを制御するものであって、ＶＣＯから基準信号よ
りも高い周波数のパルス信号を安定に得られるようにし
ている。

一般に上記のようなビデオ機器においては、クロックパ
ルスや標本化パルスを得る手段には、基！′１（信号周
波数を水平走査周波数ｆ　ＩＩとし、そのＮ倍（但し、
Ｎは整ｖｊ、）の周波数で発振するＶＣＯを用いた、上
記の基本的なＰ　Ｌ　Ｉ−構成が採用されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

とごろで、かかる従来の発振装置においては、比較信号
を基準信号と同一周波数とするための分周器か用いられ
ているために、この分周器がらこの比較１１１号の整数
倍の周波数の分周ノイズが電圧制？’Ｉ１１発振器の出
力信号に混入し、この出力信号が分周ノイスで位相変調
されるなど影啓を受ける。

そして、この電圧制御発振器の出力信号をＬ記のように
利用する場合、ビデオ信号の帯域内に分周ノイズが混入
することになり、ビデオ信号を劣化させてしまう。

また、使用される分周器の分周比が大きいときには、こ
の分周器は（）４成が複雑で大型となり、発振装置が大
型となるという問題もあった。

本発明の目的は、かかる問題点を解消し、分周ノイズの
影響を回避できて規模を縮小可能とした発振装置を提供
するごとにある。

〔問題点を解決するための手段〕

−４−記目的を達成するために、本発明は、電圧制御発
振器の出力信号のｍ（但し、ｎｌは１以上の整数）毎に
ｎ　（但し、ｎは３以上の整数）個の位相範囲を設定し
、該位相範囲を用いて基ｉＢ倍信号対する該電圧制御発
振器の出力信号の位相遷移を検出し、この検出結果に応
じて該電圧制御発振器の発振周波数を制御する。

〔作用〕

基準信号のエツジに対して電圧制御発振器の出力信号の
エツジが進んでレベか遅れていくかに応して、該電圧制
御発振器の出力信号が該基準信号の周波数のＮ倍（但し
、Ｎは整８）よりも高いか低いかが判定でき、この判定
結果にもとすいて該電圧制御発振器を制御することによ
り、該電圧制御発振器の発振周波数を該基準信号の周波
数のＮ倍にする。

；実施例〕 以下、本発明の実施例をＭ面によって説明する。

第１図は本発明による発振装置の一実施例を示すブロッ
ク図であって、■は入力端子、２は位相遷移検出器、３
はＬＰＦ　（ローパスフィルタ）、４はＶＣＯ８５は出
力端子、６は位相差生成器である。

同図において、入力端子１から水平同期信号などの基準
信号Ａが入力される。この基準信号Ａは位相遷移検出器
２に供給され、位相差生成回路６が出力する比較信号Ｃ
を用いて基準信号Ａに対するＶＣＯ４の出力信号Ｂの位
相遷移状態が検出される。位相遷移検出回路２の出力信
号りはＬＰＦ３で平滑され、制御信号ＥとしてＶＣＯ４
に供給される。ＶＣＯ４はこの制御信号已によって発振
周波数、発振位相が制御され、基準信号Ａに位相がロッ
クし、高周波のパルス信号Ｂが得られる。

ここでは、ＶＣＯ４から出力される高周波パルス信号Ｂ
の周波数は基準信号Ａの周波数のＮ倍（但し、Ｎは２以
上の整数）とし、第２図に示すように、基準信号への立
下り時点（同図でＰ、Ｐ＋１゜Ｐ＋２として示している
）に高周波パルス信号Ｂの立上り時点をロックさせるも
のとする。

そこで、第３図に示すように、基準信号Ａの立下りエツ
ジＰに高周波パルス信号Ｂの１番目の周期（以下、周期
１という。同様にして、一般にｉ番目の周期を周期ｉと
いう）の立上りエツジが一致し、基準信号Ａの次の立下
りエツジ（Ｐ＋１）に高周波パルス信号Ｂの周期（Ｎ＋
１）の立上りエツジが一致し、基準信号Ａのさらに次の
立下りエツジ（Ｐ＋２）が高周波パルス信号Ｂの周期（
２Ｎ＋１）の立上りエツジに一致し、以下、高周波パル
ス信号ＢのＮ個毎の周期の立上りエツジが順次基準信号
Ａの立下りエツジと一致するときには、基準信号Ａを水
平同期信号としてその周波数をｆｌＩ、高周波パルス信
号Ｂの周波数をｒｖｃ。

とすると、 ｆＶＣ８−Ｎ−ｆ　ｏ　　　　　　　−−−−−−−−
−−−（１）となる。この状態をＶＣＯ４が基準信号Ａ
にロックしているという。これに対して、ＶＣＯ４から
出力される高周波パルス信号Ｂの周波数が上式（１）％
式％ るとすると、第４図に示すように、基準信号Ａの立下り
エツジＰに高周波パルス信号Ｂの周期１の立上りエツジ
が一致するとき、基準信号Ａの次の立下りエツジ（Ｐ＋
１）では高周波パルス信号Ｂの周期（Ｎ＋１）の立上り
エツジがΔＴだけずれ、基イＭ信号のさらに次の立下り
エツジ（Ｐ＋２）では高周波パルス信号Ｂの周期（２Ｎ
＋１）の立上りエツジが２八Ｔだけずれ、以下、基準信
号Ａの立下りエツジ毎に高周波パルス信号ＢのＮ個目毎
の周期の立上りエツジのずれが順次ΔＴずつ大きくなっ
ていくごとになる。この場合、高周波パルス信号Ｂの周
波数が上式（１）で表わされるｒ　ｖｃｏよりも高い場
合には、高周波パルス信号ＢのＮ個毎の周期の立上りエ
ツジは基準信号Ａの立下りエツジに対して順次ΔＴずつ
進んでいき、逆に、高周波数パルス信号Ｂの周波数が上
式（１）で表わ〆れるｒ　ｖｃｏよりも低い場合には、
高周波パルス信号ＢのＮ個毎の周期の立上りエツジは基
準信号Ａの立下りエツジに対して順次ΔＴずつ遅れてい
く。

以上のことから、すなわち、基準信号Ａの立下りエツジ
に対して高周波パルス信号Ｂの立上りエツジが順次進ん
でいくか、遅れていくかあるいは常に一致しているかを
検出することにより、高周波パルス信号Ｂの周波数が上
記式＋１１のｒ　ｖｃｏよりも高いか低いかもしくはｒ
　ｖｃｏに一致しているかを判定できる。

位相遷移検出器２はこの基準信号Ａに対する高−周波パ
ルス信号Ｂの関係を検出するものであり、この検出結果
（すなわち、出力信号Ｄ）に応じてＶＣＯ４が制御され
、高周波パルス信号Ｂが式ｆｌ）で表わされる周波数ｒ
　ｖｃｏとなるようにする。このために、位相差生成器
６で、第５図に示すように、ＶＣＯ４が出力する高周波
パルス信号Ｂを１周期毎にｐ　、　、　ｐ　２＋　ｐ　
１．−−−−−−−、、　　ｐ、、とｎ個（但し、ｎは
３以上の整数）の位相範囲に等分割し、位相遷移検出器
２は、基準信号Ａの順次の立下りエツジがこれら位相範
囲のいずれにあるかを検出して、基準信号Ａの立下りエ
ツジに対して高周波パルス信号Ｂの立上りエツジが順次
進んでいくか、遅れていくのかを検出する。

たとえば、基準信号Ａの立下りエツジが常時高周波パル
ス信号ＢのＮ個毎の周期の位相範囲Ｐ１にあるときには
、基準信号Ａと高周波パルス信号Ｂの周波数ｒ　ｖｃｏ
は上記式（１１の関係にある。以下、これをロック状態
という。また、高周波パルス信号Ｂの周波数ｒ　ｖｃｏ
が上記式（１）で表わされるＮｆｌ（よりも高いときに
は、基準信号への立下りエツジＰが高周波パルス信号Ｂ
の周期１の位相範囲にあるとすると、次の立下りエツジ
（Ｐ＋１）以降の立下りエツジは、これらと一致すべき
高周波パルス信号Ｂの周期１の立上りエツジから次第に
ずれていき、ついには、位相範囲Ｐ２内にあるようにな
り、順次基準信号Ａの所定周期毎に位相範囲Ｐ３＋■）
４．　　　とずれていく。さらに、高周波パルス信号Ｂ
の周波数ｒｖｃ。が上記式（１）で表わされるＮ　ｆ　
、。

よりも低いときには、逆に、基準信号への立下りエツジ
は所定周期毎に位相範囲Ｐ＋＋　Ｐｎ　＋　　Ｐ　ｎ−
１１−とずれていく。

第６図はこのような位相遷移を図式的に示したものであ
って、破線は高周波パルス信号Ｂの周波数ｒ　ｖｃｏが
Ｎｆｌｌよりも高い場合を示し、実線は逆にＮｆ、より
も低い場合を示している。ここで、破線で示される位相
遷移状態では、基準信号Ａの立下りエツジＰが高周波パ
ルス信号Ｂの周期１の位相範囲Ｐ１にあるとすると、基
（ＩＬ信号Ａの次の立下りエツジ（Ｐ」ｉ）は高周波パ
ルス信号Ｂの周期（Ｎ＋１）の位相ｐ１にあり、以下、
［高周波パルス化ηＢの周期」という用語を省略し、基
準信号Ａの次の２つの立下り工゛シジ（Ｐ＋２）。

（Ｐ＋３）は位相範囲Ｐ２にあり、さらに基準信号Ａの
次の２つの立下りエツジＤ’ｌ／ｌ）、（Ｐｌ−５）が
位相範囲Ｐ、にあるというように、順次基準信号への立
上゛リコーツシが２つずつを単位としＩ て後の位相範囲に１つずつずれていくことを示している
。以下、このような位相遷移状態を遅れ位相遷移状態と
いう。また、実線で示す位相遷移状態では、同しく基準
信号Ａの立下りエツジが２つずつを単位として、位相範
囲が１つずつＰ３．Ｐ２゜］’ｌ、Ｐｎ＋　　　−と前
の位相範囲にずれていくことを示している。以下、この
ような位相遷移状態をＩ！Ｌの位相遷移状態という。

このように、位相遷移状態は高周波パルス信号Ｂを基準
とした基準信号Ａの立下りエツジの遷移を表わすものと
しており、高周波パルス信号Ｂの周波数ｆ　ＶＣＯがＮ
ｆ、、よりも高いときには遅れ位相遷移状態となり、逆
にこれがＮ　ｆ　＋Ｉよりも低いときには進み位相遷移
状態となる。

ところで、いま、遅れ位相遷移状態にあり、高周波パル
ス信号Ｂの周期をＴとし、基準信号Ａの立Ｉ：リエツジ
Ｐか高周波パルス信号Ｂの周！ＩＪＩ　１の立上りエツ
ジに一致して次の立下りエツジ（Ｐ＋１）が高周波パル
ス信号Ｂの周期（Ｎ＋１）の立上りエツジよりも八Ｔ（
但し、０くΔＴ＜Ｔ）だけ遅れるとずろと、基準信号Ａ
の周波数ｒＨは、となる。ごこて、′／Ｔは高周波パル
ス信号Ｂの周波数ｆＶＣ６であるから、式（２）は次の
ようになる。

−（Ｎ＋ΔＮ）ｆ。

＝Ｎｆ、、＋Δｒｖｃ。　　　　　　　−（３）（但し
、Δゴ／゛「−ΔＮ２０〈ΔＮ〈１．かつΔＮ−ｆ、、
−Δｆｖｃｏ） したがって、高周波パルス信号Ｂの周波数ｒ　ｖｃ。

はＮｒｌＩよりもΔｒ　ｖｃｏだり高くなる。進み位相
遷移状態にあって同様に基準信号Δの立下りエツジ（１
）＋１）がΔ′Ｆだ番ノ進むものとすると、高周波パル
ス信号１３の周波数ｆ　ＶＣＯは、ｆ　ｖｃｏ　−’−
’　（Ｎ−八Ｎ）　　ｆＨ”’Ｎ　ｆ　ｕ−Δｆ　ＶＣ
Ｏ（４）となり、Ｎ　ｆ　ｎよりもΔｒ　ｖｃｏだけ低
くなる。

ごこて、高周波パルス化ΣＢの１１９１期毎に設定され
る位相範囲の数ｎを２とし、このときの遅れ４ｉ７．４
１１遷移状態と進め位相遷移状態とＣごついで、第７図
により説明する。

同図のＩ３□は八Ｔ／　Ｔ＝”／１０とした進み位相遷
移状態での高周波パルス信号Ｂであり、基準信号への立
下りエツジＰが高周波パルス信号Ｂ１の周ｉｉＪ］　ｌ
の立上りエツジよりもＴ／４だけ遅れているとすると、
基準信号Ａの順次の立下りエツジＰ、　　Ｐ（−１、り
　＋　２．　　Ｐ　＋　３．−−−−−に対して高周波
パルス信号Ｂ１の位相範囲は、 Ｐｌ−・Ｐ　、−Ｐ　２−　Ｐ２−−−−−−−と移っ
ていく。第７図の１３□は同しくΔＴ／Ｔ　＝２／１０
としたときの遅れ位相遷移状態での高周波パルス信号Ｂ
であり、基準信号Ａの順次の立下りエツジに対して高周
波パルス信号Ｂ２の位相範囲は、ｐ、−ｐ、−・Ｐ　２
−Ｐ２−＝−−−と移っていき、進め位相遷移状態と同
しになる。

２＋Ｖ　”ｉ”　仏”ｊ’　Ａの立下りエツジが高周波
パルス信号Ｂの周ｉｊＪ］　］の立」二りエツジよりも
Ｔ／４だげ進んでいる場合も同様である。このことから
、位相遷移状態から高周波パルス信号Ｂの周波数ｒ　ｖ
ｃｏがＮｆ、。

よりも高いか低いかを判定することができない。

一般に、高周波パルス信号の１周期毎に設定される位相
範囲の数ｎを２とすると、基準信号への立下りエツジは
高周波パルス信号Ｂに設定された位相範囲Ｐ　＋　、　
Ｐ　２を移るだけであり、位相遷移状態から高周波パル
ス信号Ｂの周波数ｒ　ｖｃｏがＮｆＨよりも高いか低い
かを判定することは困難である。

次に、高周波パルス信号Ｂの１周期毎に設定される位相
範囲の数ｎを３とした場合について、第８図を用いて説
明する。

同図の８１はΔＴ／Ｔ＝’／６　としたときの進み位相
遷移状態での高周波パルス信号Ｂであり、基準信号Ａの
立下りエツジＰが高周波パルス信号Ｂ。

の周期１の立上りエツジよりも１Ｖ１２だけ遅れている
とすると、基準信号Ａの順次の立下りエツジＰ、Ｐ＋１
．Ｐ＋２．Ｐ＋３．　−　に対して、高周波パルスイル
号Ｂ、の位相範囲は、 Ｐ、→Ｐ、ｌ→Ｐ３→Ｐ２→−−−−−−と移っていく
。第８図のＢ２は同じくΔＴ／Ｔ　−１７６としたとき
の遅れ位相遷移状態での高周波パルス信号Ｂであり、基
準信号Ａの順次の立下り工１　ζ ツジに対して高周波パルス信号Ｂ２の位相範囲は、Ｐ、
→Ｐｌ→Ｐ２→Ｐ２→−−−−−−−と移っていく。し
たがって、進み位相遷移状態と遅れ位相遷移状態とで位
相範囲の移り順序が異なる。

第８図の８３．Ｂ４は夫々Δ’ｒ／’ｒ＝’／ｚとした
ときの進み位相遷移状態、遅れ位相遷移状態での高周波
パルス信号Ｂであり、いずれも基準信号Ｂ２の位相範囲
は、 Ｐ１→Ｐ２→Ｐ１→Ｐ２→−−−−− と移ってい（。このために、進み位相遷移状態か遅れ位
相遷移状態かを判定できず、高周波パルス信号Ｂの周波
数ｆＶＣ８がＮｆＨよりも高いか低いかを判定できない
。

さらに、第８図のＢ、はΔＴ／Ｔ＝５／６としたときの
進み位相遷移状態での高周波パルス信号Ｂであり、基準
信号Ａの立下りエツジＰ、Ｐ＋１゜Ｐ　＋２．　　Ｐ　
＋３．−−−−に対して高周波パルス信号Ｂ、の位相範
囲は、 Ｐｌ−・Ｐ＋→Ｐ２→Ｐ２→−−〜− と移っていく。これは第８図Ｂ２で示したΔＴ／Ｔ−Ｉ
／６としたときの遅れ位相遷移状態での高周波パルス信
号Ｂの場合と同じである。一般に、ΔＮの遅れ位相遷移
状態（または進み位相遷移状態）と（１−ΔＮ）の進み
位相遷移状態とでは、基準信号Ａの順次の立下りエツジ
に対する高周波パルス信号Ｂの位相範囲の移り順序は等
しくなる。

以上のように、ΔＮが０くΔＮ＜１の任意の値をとると
すると、遅れ位相遷移状態か進み位相遷移状態かの判定
が不能もしくはこれらを誤判定することになる。

これに対して、０〈ΔＮ≦」−とすると、第８図のＢ　
＋　、Ｂ　２のように、進み位相遷移状態と遅れ位相遷
移状態での高周波パルス信号Ｂの位相範囲の移り順序は
、前者で、 Ｐ１→−−−シＰ３→〜−址ＰＺ−→　−→Ｐ、→−の
ようになるのに対し、後者では、 Ｐ、→−→Ｐ２→−→ｌ）１→　→Ｐ１−→＝−のよう
になり、互いに異なるために両者の判別が可能となる。

したがって、高周波パルス信号Ｂの１ｔ、＋ １周期に設定される位相範囲の数ｎを３とすると、する
ことにより、進み位相遷移状態か遅れ位相遷移状態かの
判定が可能となる。

ここで、この条件を満足するＶＣＯ４の周波数安定度に
ついて、ＮＴＳＣ方式カラーテレビジョン信号を例にし
て説明する。この場合、第１図において、入力端子１に
人力される基準信号Ａを水平同期信号とし、ＶＣＯ４は
色副搬送周波数ｒｓｃの４倍の周波数の高周波パルス信
号Ｂを発生するものとする。

水平同期信号の周波数をｆＨとすると、色副搬送周波数
ｆＳＣは、 であるから、ＶＣＯ４が出力する高周波パルス信号Ｂの
周波数ｒ　ｖｃｏは、 ｆ　ｖｃｏ　＝　４　Ｅ　ｓｃ＝　９１　ＯｆＨ−−（
５）である。このＶＣＯ４の発振周波数ｆＶＣ８は上記
式（３）や式（４）で表わされるが、このときの周波数
安に度は、 となる。ここで、式（５）からＮ−９１０であり、ΔＮ
は最大１八まで許容されるから、 −３／ｎｐｐｍ となる。一方、水晶振動子の周波数安定度は数＋ｐｐｒ
ｎであり、ＶＣ○４に水晶振動子を用いるごとによって
上記の条件は満足される。

第９図は第１Ｉ２１における位相差生成器６の一具体例
を示す構成図であって、７は入力端子、８ばインバータ
、９〜１１ば出力乾１子である。また、第１Ｏ図は第９
図の各部の信号を示す波形図であり、第９図に対応する
信号には同一符号をつＬＪでいる。なお、この具体例で
は、ＶＣＯ４（第１図）から出力される高周波パルス信
号Ｂの１周！ｌＪｌ毎に設定される位相範囲の数ｎを３
としている。

第９図および第１０図において、入力端子７にはＶＣＯ
４からの高周波パルス信号Ｂが入力され、第１の比較信
号Ｃ３として出力端子９から位相遷移検出器２　（第１
図）に供給される。この高周波パルス信号Ｂは、また、
所定段数のインバータ８を通り、それらの内部遅延量に
よって遅延される。

ここで、高周波パルス信号Ｂの周期をＴとすると、これ
らインバータ８の総内部遅延量はＴ／３に設定され、こ
れにより、比較信号Ｃ１よりもＴ／３だけ遅れた第２の
比中々信号Ｃ２が得られ、出力端子１゜から位相遷移検
出器２に供給される。この第２の比較信号Ｃ２は、また
、所定段数のインバータ８でＴ／３だｉ、Ｊ遅延され、
第３の比較信号ｃ３として出力端子１１から位相遷移検
出器２に供給される。

かかる比較信号ＣＩ　、Ｃ２、Ｇ３において、比軸（＋
４号Ｃ１の立上りエツジから比較信号ｃ２の立上りエツ
ジまでのＴ／３！ｌＩＩ間が高周波パルス信号Ｂの第５
図に示した位相範囲Ｐ１であり、以下、比較部りＣ２の
立上りエツジから比較信号ｃ３の立上りエツジまでが位
相範囲Ｐ２、比較信号ｃ３の立」−リエッジから比較信
号Ｃ，の立上りエツジまでが位相範囲Ｐ３である。

第１１図は第１図における位相遷移検出器２の一具体例
を示す構成図であって、１２〜１５は入力端子、１６〜
２４ばＤ−ＦＦ（Ｄ型フリップフロップ回路）、２５４
よノア回路、２６は出力端子、２７は電源端子である。

以下、ごの具体例の動作を説明する。

同図において、入力端子１２には基準信号Ａが入力され
、ｒ）−ＦＦ１６，１７．］８のデータ入力Ｄ　Ｉ６＋
　　Ｄ　Ｉ７１　　Ｄ　Ｉｌｌとなる。入力端子１３に
は比較信号Ｃ０が入力され、Ｄ−Ｆ　Ｆ］、　６のりし
ノック人力ψ１６となり、同様にして、入力端子１４．
．１５にしよ比較信号Ｃ２，Ｇ３が入力され、夫々Ｄ−
ＦＦ１７．１Ｂのりし１ツク入力ψ１７．φ１８となる
。

Ｄ−ＦＦ１６，１７．１８は基準信号への立下りエツジ
が比較信号Ｃの位相範囲Ｐ＋、Ｐｚ、Ｐ３のいずれにあ
るかを判定するだめのものであって、夫々比較信号Ｃ＋
　、Ｃ２，Ｃａの立」ニリエツジで基準信Ｍ、　Ａをザ
ンプルポールトする。第１２図によってその判定動作を
説明する。

第１２図（ａ＋は基準信号への立下りエツジが比較信号
Ｃの位相範囲Ｐ１にある場合であって、この立下りエツ
ジの前に比較信号Ｃ１が立上がり、その後に比較信号Ｃ
２，Ｇ３の順で立上がる。このために、Ｄ−ＦＦ　１６
．１７．ｌ　８のσ１６．ζ１７゜５．８出力は、 頁１□−回、８−司、６ の順で立上がる。第１２図ｆｂｌは基準信号Ａの立下り
エツジが比較信号Ｃの位相範囲Ｐ２にある場合であって
、この立下りエツジの前に比較信号Ｃ２が立上がり、そ
の後に比較信号Ｃ３，Ｃ，の順で立上がろ。このために
、Ｄ−ＦＦ１６〜１８のＧ１６゜Ｇ１７．σ１８出力ば
、 Ｑ　Ｉ　１１−σ１．−亘、７ の順に立」二がる。第１２図ＦＣ＋は基準信号への立下
りエツジが比較信号Ｃの位相範囲Ｐ３にある場合であっ
て、この立下りエツジの前に比較信号Ｃ３が立上がり、
その後に比較信号Ｃ，，Ｃ２の順で立上がる。このため
に、Ｄ−１Ｆ１６〜１８のＧ１６゜σ１７．σＩｌｌ出
力は、 σ１６−”σ１□−１００ の順て立−にがる。

ごのようにして、基準信号への立下りエツジが比較信号
Ｃの位相範囲ＰＩ、Ｐ２．Ｐ３のいずれにあるかに応じ
てＤ−ＦＦ　１６，１７．１８のＱ、、。

σ１７＋　Ｑ１８出力の立上り順序が異なる。

次に、Ｄ−ＦＦ１６の貝、６出力はＤ−ＦＦ１９にデー
タ入力Ｄ１．として供給され、また、Ｄ−ＦＦ２１にク
ロック人力φ２．とじて供給される。Ｄ−ＦＦ１７のσ
１７出力はＤ−ＦＦ２０にデータ入力Ｄ２０として供給
され、また、Ｉ）−ＦＦ　１９にクロック人力φ１．と
して供給される。Ｄ−ＦＦ　１８のＱ１８出力はＤ　−
Ｆ　Ｆ２１にデータ入力Ｄ２１として供給され、また、
Ｄ−Ｆ　Ｆ　２０にクロック人力φ２゜として供給され
る。これらＤ　−Ｆ　Ｆ　１９〜２１は基準信号Ａの立
下りエツジが位相範囲ＰＩ−Ｐ２−ｐ　３−＋　ｐ　、
　−−−と遷移するのか、あるいはその逆方向に遷移す
るのかを判定するものである。

さらに、Ｉ）−ＦＦ　１９のＱｌ、出力はＤ−ＦＦ２２
にクロック人力ψ２□として供給され、また、Ｄ−ＦＦ
２４にリセット人力ＲＺ４として供給される。

Ｄ−ＦＦ２０のＱ２ｏ出力はＩ）−ＦＦ２３にクロッり
入力φ２．として供給され、また、Ｄ−ＦＦ２２にリセ
ット人力Ｒ２□として供給される。Ｄ−ＦＦ２１のＱ２
．出力ばＤ−ＦＦ２４にクロック人力φ２４として供給
され、また、Ｄ−ＦＦ２３にリセット人力Ｒ２３として
供給される。これらＤ−ＦＦ２２゜２３．２４には夫々
電源端子２７からの電源電圧か“′Ｈ”のデータ入力Ｄ
２□＋　　Ｄ２３＋　　Ｄ２４として供給され、また、
これらＤ−ＦＦ２２，２３．２４のＱＺ２．　Ｑ２３．
　Ｑ２４出力はノア回路２５に供給される。ごれらＤ−
ＦＦ２２〜２４およびノア回路２５は、Ｄ−ＦＦ１９〜
２１の判定結果にもとづいてレベルが異なる出力信号り
を形成するものである。

したがって、これらＤ−ＦＦ１９〜２４およびノア回路
２５は、Ｄ−ＦＦ１６〜１８の判定結果により、高周波
パルス信号Ｂ（第１図）の周波数ｒ　ｖｃｏが遅れ位相
遷移状態か進み位相遷移状態かを判定する。これらの動
作を第１３図および第１４図を用いて説明する。

まず、第１３図を用い、基準信号Ａの立下り工ツジが高
周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ、−Ｐｇ−１１Ｐ　３−
＋　ｐ　、　−＋−−−−一の順に移る遅れ位相遷移状
態の場合について説明する。

いま、初期状態として、Ｉ）−ＦＦ２２，２３゜２４の
０２□、　Ｑ２３．　Ｑ、、出力の全てが“Ｌ”であれ
ばノア回路２５の出力信号りは“Ｈ”となり、これらの
少なくとも１つが“Ｈ”であれば出力信号りは“Ｌ　”
となる。第１３図では、初期状態でのノア回路２５の出
力信号りは１１”としている。

また、Ｉ）−ＦＦ　１６〜２１の初期状態も任意である
が、第１２図の説明から明らかなように、入力端子１２
から基準信号への立下りエツジが入力されるとＤ−ＦＦ
１６〜１８のσ１６．亘１７＋　Ｑｌ［ｌ出力は必ず”
Ｈ”となり、基準信Ｍ、　Ａの次の立上りエツジでこれ
らは必ず”　Ｌ”となる。したがって、基準信号へのそ
の次の立下りエツジでは、第３図ｆａｎ、　ｆｂ）、　
（Ｃ）で説明したように、この立下りエツジが高周波パ
ルス信号Ｂ（第１図）の位相範囲Ｐｌ＋Ｐ２＋Ｐ３のい
ずれにあるかに応した順序で、Ｄ−ＦＦ１６〜１８のσ
Ｉ６〜σＩ８出力が立上がることになる。

そこで、第１３図では、Ｄ−ＦＦ１６〜１８のσ１６〜
Ｇ１８出力が“Ｌ”であり、そこに基準信号への立下り
エツジが高周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ１にあるとき
からの位相遷移を示している。

このように、基準信号Ａの立下りエツジ（時刻ｔｏ）が
高周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ１にあると、第１２図
ｆａ）で説明したように、Ｄ−ＦＦ１６〜１８のσ出力
はσＩ　７１　Ｑ　＋　ｅ　＋　Ｑ　＋　ｂの順で“Ｌ
”から“Ｈ”に反転する。このために、Ｄ−ＦＦ１９〜
２１のＱｌ、〜Ｑ２１出力が“Ｈ−“Ｌ”のいずンＬで
あっても、Ｄ−ＦＦ１９の０１．出力はＤ−ＦＦ１７の
０１７出力の立上りエツジで”　Ｌ”となり、Ｄ−ＦＦ
２０のＱ２ｏ出力はＤ−ＦＦ１８の石、８出力の立上り
エツジ（時刻ｔｏ）で“Ｈ”となり、Ｄ−ＦＦ２１のＱ
２．出力はＤ−ＦＦ１６のｄ１６出力の立−にりエツジ
（時刻ｔｏ）で′Ｈ”となる。

−力、Ｄ−ＦＦ２２〜２４の初期状態でこれらのＱ出力
が全て”　Ｌ”であり、ノア回路２５の出力信号りが”
　Ｈ”だとすると、時刻り、でＤ−ＦＦ２０のＱ、。出
力か”　ｒ−”から“１１゛となることにより、１ｌ−
ＦＦ２２はリセット状態となってそのＱ２□出力は“′
Ｉ、゛のままに保持されろか、Ｄ−ＦＦ２１のＱ２１出
力が゛ＬパであるためにリセツＩ・解除されているＤ−
ＦＦ２３では、Ｑ２ｏ出力の立上りエツジによって“Ｈ
”のデータ入力Ｄ２３がサンプルホールドされ、０２３
出力は’　１１　”となる。このために、ノア回路２５
の出力信号１つは”　Ｈ”から”　Ｌ　”に反転する。

また、このとき、Ｄ−ＦＦ１９のＱ１９出力が”　Ｌ　
”であってＤ　−Ｆ　Ｆ２４はリセット解除されている
が、Ｌｌ−ＦＦ２１のＱ２１出力に立上りエツジがない
から、Ｄ　−Ｆ　Ｆ　２４の０２．出力は”　Ｌ　”に
保持される。

時刻ＬＡでＤ　　ＦＦ２１のＱ２１出力が立上がると、
Ｄ−ＦＦ２３はリセットされるためにそのＱ２３出力は
”　Ｌ　”となり、また、リセッＩ・解除されているＤ
−ＦＦ２４ては、このＱＺＩ出力の立上りエツジで■（
゛のデータ人力ＤＺ４かり″ンプルホールドされ、その
０２４出力は”　Ｌ　″からパト■”に反転する。した
がって、ノア回路２５の出力信号りは”　Ｌ　”のまま
に保持される。

’Ｍ＝　８’　ｆ＋ｆｆｉ号への立下りエツジが高周波
パルス信号Ｂ（第１図）の位相範囲Ｐ、にあるときには
Ｄ−ＦＦ　１９〜２１の各Ｑ出力はそのままの状態に保
持されるが、基準信号Ａの立下りエツジが位相範囲Ｐ２
に移ると、第１２図（ｂ）で説明したように、Ｄ　−Ｆ
Ｆ　１６〜１８のＱ出力ば頁１８＋　　ＱＩ６＋　ζ１
７の順で°“Ｌ　”から“Ｈ”に反転するから、まず、
σ１ｏ出力の立上りエツジで６．７出力レベルがサンプ
ルホールドされてＤ−ＦＦ２０のＱ２ｏ出力が“Ｈ”か
ら”　Ｌ”に反転しく時刻１＋）、次に、ζ１６出力の
立−トリエツジでζ１８出力のレベルがサンプリングホ
ールトされるが（時刻ｔｚ）、Ｄ−ＦＦ２１の０２、出
力はそのまま”　Ｈ”に保持される。次いで、１）　−
ＦＦ　１７のＧ１□出力の立−トリエツジでＤ−ＦＦ１
６のＱ　、　、、出力がサンプルホールドされ（時刻ｔ
ａ）、Ｄ−ＦＦ１９のＱｌ、出力は“Ｌ”から”　Ｈ”
に反転する。

基くｖ−信号Ａが高周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ１か
ら１）２に移る前には、初１す１状態により、ノア回路
２５の出力信号りが’　Ｈ”であるように、Ｄ−ＦＦ２
２〜２４のＱ２２〜Ｑ２．出力は全て“’　Ｉ−”であ
る。また、これらＤ−ＦＦ２２〜２４はリセット入力１
で２゜〜Ｒ２４が”　Ｈ”のときリセット状態にあり、
Ｑ２□〜Ｑ２４出力は“Ｉ−゛となる。

そごで、時刻ｔ３にＤ−ＦＦ］９のＱ３．出力が“Ｉ、
゛から”　＋（”に反転すると、その１）１１の時刻１
゜でＤ−ＦＦ２０のＱ２ｏ出力が’　ＩＩ　”からＬ′
に反転してＩ）−ＦＦ２２がリセツＩ・解除されている
ために、このＴ：ｌ−Ｆ　Ｆ　２２ではこのＱｌ、出力
の立」ニリエツジで’　ｉｌ　”のデータ人力Ｉ〕２２
がサンプルボールドされ、そのＱ２２出力は”　Ｌ　”
からＨ″に反転する。また、Ｄ−ＦＦ２３は、リセット
人力Ｒ２３であるＩ）−Ｆ　Ｆ　２］のＱ２Ｉ出力が“
’　ＩＩ　”のままに保持されるから、リセット状態に
保持される。

さらに、ｌ）　−Ｆ　Ｆ２４は、そのりしエツジ人力φ
２４であるＤ−ＦＦ２］のＱ２１出力に立上りエツジが
生じないから、データ入力Ｄ２４のサンプルホールドを
行なわず、しかも、その後時刻ｔ３でＤ−ＦＦ１９のＱ
ｌ、出力が”　Ｉビとなることにより、リセット２つ ｂ 状態に保持される。このようにしてＤ−ＦＦ２２のＱ２
□出力は“１４゛から“Ｈ”に反転し、この時刻Ｌｌか
らノア回路２５の出力信号りは“Ｌ”となる。

その後ある時間経過して基準信号Ａの立下りエツジが高
周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ２からＦ３に移ると、第
１２図ＦＣ＋で説明したように、Ｉ）−ＦＦ１６〜１８
のＱ出力ばσ１６．σ、ワ、σ１８の順序でｌ、”から
“Ｈ”に反転する。そこで、まず、向、６出力の立トリ
エツジ（時刻１４）でＣＩ８出力のレベルがサンプルボ
ールドされてＤ−ＦＦ２１のＱ２Ｉ出力は”　Ｈ”から
“Ｌ”に反転し、Ｄ−ＦＦ２３がリセット解除される。

次に、ζ１７出力の立上りエツジ（時刻ｔｓ）でσ、６
出力のレベルがサンプルボールドされるが、このとき亘
、６出力は“Ｆ１゛であるからＤ−ＦＦ１９の０１．出
力はそのまま１」”に保持され、ｒ）−ＦＦ２４はリセ
ット状態に保持される。さらに、ζ１８出力の立上りエ
ツジ（時刻ｔ、１）が６，７出力のレベルをサンプルホ
ールドし、Ｄ−Ｆ　Ｆ　２０のＱ２ｏ出力は”　Ｌ　”
からＨ”に反転する。リセット解除されたｌｌ−ＦＦ２
３では、このＱ２゜出力の立上りエツジて“′■−ビパ
のデータ人力Ｄ２３がサンプルホールドされ、そのＱ　
Ｚ　ｓ　出力が“Ｈ゛となる。また、これと同時に、Ｄ
−ＦＦ２２は、そのリセット人力Ｒ２゜であるＱ２ｏ出
力が“Ｈ”となることにより、リセット状態となり、そ
のＱ２□出力は“Ｈ”から“′Ｌ”に反転する。したが
って、時刻ｔ６以降では、Ｄ−ＦＦ２３のＱ２３出力の
みが“Ｈ”となり、ノア回路２５の出力信号りは“Ｌ”
のままに保持される。

そして、その後基準信号Ａの立下りエツジが高周波パル
ス信号Ｂの位相範囲Ｐ３からＰｌに移ると、第１２図ｆ
ａｌで説明したように、Ｄ−ＦＦ１６〜１８のＱ出力は
Ｈ＋７＋　ａ、Ｉｌ、　　Ｑ１６の順で反転するから、
まず、ｄ１７出力の立上りエツジ（時刻１１）でσ、６
出力のレベルがサンプルホールドされてＤ−ＦＦ１９の
Ｑ、９出力が“Ｈ”から゛′Ｌパに反転する。この結果
、Ｄ−ＦＦ２４がリセット解除される。次に、頁、Ｂ出
力の立上りエツジ（時刻ｔａ）で心、、出力レベルがサ
ンプルボールドされるが、Ｉ）−ＦＦ２０のＱ２ｏ出力
はそのまま“′Ｈ″に保持される。このために、Ｄ−Ｆ
Ｆ２２はリセット状態に保持される。さらに、σ１６出
力の立上りエツジ（時刻ｔ、）でで、Ｂ出力のレベルが
サンプルホールドされ、Ｄ−ＦＦ２１のＱ２１出力は“
Ｌ”から′“■］゛に反転する。先にリセット解除され
たＤ−ＦＦ２４では、このＱ２１出力の立上りエツジで
データ入力Ｄ２４がサンプルボールドされ、そのＱ２４
出力は’　Ｌ　”から“Ｈ”に反転する。これと同時に
、Ｉ）−ＦＦ２３はリセット状態となり、そのＱ２３出
力は“１１　”から“Ｌ”に反転する。したがって、時
刻ｔ、以降では、Ｄ−ＦＦ２４のＱ２４出力のみが“［
Ｉ”となり、ノア回路２５の出力信号りは“Ｌ”に保持
される。これば時刻ｔＥ以降の基準信号Ａの立下りエツ
ジが高周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ１にある状態と同
じ状態である。

以下、基準信号Ａの立下りエツジが高周波パルス信号Ｂ
の位相範囲をＰ　Ｉ−Ｐｚ　−Ｐ　ａ　−Ｐ　＋の順に
移るにつれて、Ｄ−ＦＦ２２〜２４のＱ出力はＱ、２−
”　ｑ２３−”　ｃｔ２．の順に“Ｈ”となり、したが
って、遅れ位相遷移状態では、出力端子２６にＬ″゛の
出力信号が得られる。

なお、上記の動作では、初期状態でＤ−ＦＦ２２〜２４
のＱ出力を全て′Ｌ”とし、出力信号りを■］”とした
が、これらのいずれかが“Ｈ”であって出力信号りが”
　Ｌ”の場合も同様である。すなわち、たとえば第１３
図で出力信号りの初期レベルが”　Ｌ”の場合、時刻ｔ
。での基準信号Ａの立下りエツジが高周波パルス信号Ｂ
の位相範囲Ｐ。

にあるとすると、Ｄ−ＦＦ１９〜２１のＱ出力は上記と
同様に変化する。そこで、Ｄ−ドＦ２２゜２３のＱ２□
、Ｑ２３出力が“Ｈ”であっても、Ｄ−ＦＦ２０．２１
のＱ、、、Ｑ、、出力の立上り（時刻ｔＡ、ＬＢ）によ
ってともに′Ｌ″となるし、また、Ｄ−ＦＦ２４のＱ２
４出力が“Ｉ−ビである場合には、Ｑ２．出力の立上り
エツジでＩ］”のデータ人力１）ｚａをサンプルホール
ドし、結局、時刻１Ｂ以降は上記の出力信号りが”　Ｈ
”の場合と同様になる。

次に、第１４図を用い、基準信号への立下りエツジが高
周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ、−Ｐ３−＋　ｐ　２−
＋　ｐ　、　−−−−一の順に移る進み位相遷移状態の
場合について説明する。この場合にも、第１３図で説明
した動作と同様に、初期状態として基準信号Ａの立下り
エツジ（時刻ｔｏ）が高周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ
１にあり、Ｄ−ＦＦ２２〜２４のＱ出力は”Ｌ”であっ
てノア回路２５の出力信号りはＨ”であるとする。

Ｄ　−Ｆ　Ｆ　２２〜２４のＱ出力が全て”　Ｌ″のと
きに基準信号Ａの立下りエツジが高周波パルス信号Ｉ３
の位相範囲Ｐ１にあると（時刻ｔ。）、第１３図で説明
した動作と同様に、Ｄ−ＦＦ１ＢのＱ、ｌｌ出力の立上
りエツジ（時刻ＬＡ）　テＤ−Ｆ　Ｆ　２３のＱ２Ｊ出
力が“Ｌ　”から“トビに反転してノア回路２５の出力
信号りは“Ｈ”から“′Ｌ゛′に反転し、次に、Ｄ−Ｆ
Ｆ１６のＱ、６出力の立上りエツジ（時刻ｔａ）でＤ　
−Ｆ’　Ｆ　２３のＱ２３出力はパ１１”から”　Ｌ”
に反転し、Ｄ　−Ｆ　Ｆ２４のＱ、４出力が“Ｌ”から
”　ＩＩ　”に反転する。このために、ノア回路２５の
出力信号りは“Ｌ　”のままである。

基準イへ号Ａの立下りエツジが高周波パルス信号Ｂの位
相範囲Ｐ１からＰＪに移ると、第１３図と同様に、Ｄ−
ＦＦ１９のＣ１９出力は“Ｌ”、Ｄ−ＦＦ２０，２１の
Ｃ２０，Ｃ２１出力は’　］ｌ　”であり、Ｄ−ＦＦ１
６〜１８のＧ出力はσ１６１２頁、７．σ１８の順に立
上がるが、まず、頁、、１出力の立」二りエツジでσＩ
ｆｉ出力のレベルがサンプルホールドされ、Ｄ−ＦＦ２
１のＣ２，出力は’　Ｈ”からＬ”に反転する。しかし
、Ｄ−ＦＦ１９．２０のＱ、７．　　Ｃ２゜出力のレベ
ルは変化しないから、Ｄ−ＦＦ　２２゜２３のＣ２゜、
Ｃ２３出力ば“ｌ、゛のままであり、ノア回路２５の出
力信号りば゛”　Ｌ　”である。次に、Ｃ１７出力の立
」二りエツジでＧ１６出力のレベルがサンプルホールド
され（時刻ｔｚ）、Ｄ−Ｆ　Ｆｌ　９のＱｌ、出力ば’
　Ｌ　”から“■］′′に反転する。このために、Ｄ−
Ｆ　Ｆ　２４はリセットされてそのＣ２４出力は“Ｉ−
ビから１４゛に反転し、また、このＱＩ９出力の立上り
エツジがＤ−ＦＦ２２に供給されるが、このＤ−ＦＦ２
２はＤ−ＦＦ２０のＣ２ｏ出力によってリセットされて
いるから、そのＣ２゜出力は“Ｌ”のままである。さら
に、Ｄ　−Ｆ　Ｆ　２０ではＣ１０出力の立上りエツジ
で回、７出力のレベルがサンプルホールドされるが、こ
のＩ）−ＦＦ２０のＣ２ｏ出力は“＋（”のままで変化
しない。

以」二のごとから、基準信号Ａの立下りエツジが高周波
パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ３に移るとともに、Ｉ）−Ｆ
Ｆ１９のＱｌ、出力のみに立上りエツジが生ずるが、こ
れをクロック入力とするＤ−ＦＦ２２はＤ−ＦＦ２０の
Ｃ２ｏ出力が“Ｈ”であることによってリセット状態に
あり、このＤ−ＦＦ２２のＣ２□出力は“Ｌ”である。

また、他のＤ−ＦＦ２３　、　２４　（ＤＱｚ３．　Ｃ
２４出力にｔ：　”　Ｌ　”　ニ保持すレ、この結果、
ノア回路２５の出力信号りばＨ”となる。

以下、説明は省略するが、上記動作と同様にして、基準
信号への立下りエツジが高周波パルス信号Ｂの位相範囲
Ｐ３からＰ２に移るときには、Ｄ−ｌ”　Ｆ　２１の０
２１出力が“Ｌ”から“Ｈ″に反転するか（時刻ｔｓ）
、これをクロック入力とするＤ−Ｆ　Ｆ　２４はＤ−Ｆ
Ｆ　１９の０１．出力がＨ”となっているためにリセッ
ト状態にあり、また、基　Ｇ 単信号への立下りエツジが高周波パルス信号Ｂの位相範
囲Ｐ２からＰｌに移るときには、Ｄ−ＦＦ２０のＣ２ｏ
出力がＬ″から“Ｉ−１″に反転するかぐ時刻ｔｏ）、
これをクロック入力とするＤ−ＦＦ２３はＤ−ＦＦ２１
のＣ２１出力が”　Ｈ”となっているためにリセット状
態にある。したがって、進み位相遷移状態ではＤ−ＦＦ
２２〜２４のＱ出力は全て“’　Ｌ”に保持され、ノア
回路２５の出力信号りは”　Ｈ”に保持される。

以上のようにして、位相遷移検出器２　く第１図）から
は、進み位相遷移状態と遅れ位相遷移状態とでレベルが
異なる出力信号りが得られる。

第１５図は第１図におけるＬ　Ｐ　Ｆ　３とｖＣＯ４の
一具体例を示す回路図であって、２７は入力端子、２８
〜３０は抵抗、３１〜３３ばコンデンサ、３４は水晶振
動子、３５はインバータ、３６は可変容量グイオート、
３７は出力端子であり、抵抗２８とコンデンサ３１がＬ
　Ｐ　Ｆ　３を、他の部分がｖＣＯ４を夫々構成してい
る。

同図において、ごれらＬＰＦ３．ｖＣＯ４は周知のもの
であり、入力端子２７に位相遷移検出器２　（第１図）
の出力信号りが入力され、ごれをＬＰ　Ｆ３に通すこと
により、この出力信号りの直流成分のレベルを表わす制
御信号Ｅが得られる。この制御信号Ｅは、抵抗２９を介
し、バイアス電圧として可変容量ダイオード３６に印加
される。可変容量ダイオード３６はバイアス電圧に応じ
て容量が変化し、これによってｖＣＯ４の発振周波数（
すなわち、高周波パルス信号Ｂの周波数）が変化する。

第１６図ｆａ＋は可変容量ダイオード３６のバイアス電
圧に対する容量特性を表わすものであり、バイアス電圧
が高い程可変容量ダイオード３６の容量は小さくなる。

第１６図（ｂ）は可変容量ダイオード３６の容量とｖＣ
Ｏ４の発振周波数ｆＶＣ８との関係を示１ものであって
、ごの容量が大きい程■ＣＯ４の発振周波数ｆ　ｖＣＯ
が低くなる。したがって、可変容量ダイオード３６のバ
イアス電圧が高い程ＶＣＯ４の発振周波数は高くなる。

いま、第１６図（ｂｌにおけるｒ。を前記式（１）を満
足する（すなわち、基準信号への周波数ｆＨのＮ倍）Ｖ
ＣＯ４の発振周波数ｒ　ｖｃｏとすると、このときの可
変容量ダイオ−１”　３６の容量はＣ６であり、また、
この容量がＣ８となるための可変容量ダイオード３６に
印加されたバイアス電圧は、第１６図ｆａ）により、ｖ
。である。ところで、先にも説明したように、位相遷移
検出器２の出力信号りは“Ｈ”　、　　“Ｌ”の２つの
レベルのいずれかをとるものであり、しかも、その“Ｈ
″の期間、”　Ｌ″の期間は、第１７図に示すように、
基準信号Ａの周期Ｔ。の整数倍である。かかる信号りの
直流レベルがＬＰＦ３で得られ、この直流レベルが第１
６図の■。であるとき、ＶＣＯ４の発振周波数ｆＶＣ０
が第１６図ｆｂｌの所望周波数ｆ。となるのである。

そこで、いま、電源投入による起動時をみると、可変容
量ダイオード３６にはバイアス電圧が印加されていなか
ったから、第１６図により、可変容量ダイオード３６の
容量はＣ８よりも充分大きく、したがって、ＶＣＯ４の
発振周波数ｒ　ｖｃｏも所望周波数ｆ０よりも充分低い
。このために、進み位相遷移状態にある。この場合には
、第１４図で説明したように、位相遷移検出器２の出力
信号りは“ＨＩ＋であり、この結果、第１５図において
、ＬＰＦ３を通してＶＣＯ４の可変容量ダイオード３６
に印加されるバイアス電圧Ｅは上昇していき、第１８図
に示すように、ＶＣＯ４の発振周波数ｒ　ｖｃｏは高く
なっていく。

その後、バイアス電圧Ｅは第１６図の■。に等しくなり
、ＶＣＯ４の発振周波数ｆ　ＶＣＯは所望周波数ｆ。に
等しくなるが、このときは基準信号Ａの立下りエツジは
ＶＣＯ４の出力信号Ｂの同じ位相範囲に留まることにな
り、位相遷移検出器２の出力信号りはこれまでのレベル
、すなわち“Ｈ”に保持される。このために、バイアス
電圧Ｅは■。

を越えてしまう。このために、ＶＣＯ４の発振周波数ｒ
　ｖｃｏは所望周波数ｆ。よりも高くなり、進み位相遷
移状態から遅れ位相遷移状態に転換する。

そこで、位相遷移検出器２の出力信号りは“Ｈ”から“
Ｌ”に反転し、バイアス電圧Ｅは低下していき、ＶＣＯ
４の発振周波数ｆＶＣ８は低くなっていく。バイアス電
圧ＥがＶ、よりも低くなってＶＣＯ４の発振周波数ｆ　
ＶＣＯがｆ。よりも低くなると、再び進み位相遷移状態
となり、バイアス電圧Ｅが上昇し始めてＶＣＯ４の発振
周波数ｆ　ＶＣＯも上昇し始める。

この場合、位相遷移状態の転換は基準信号Ａの立下りエ
ツジがＶＣＯ４の出力信号Ｂの他の位相範囲に移ったと
きに検出されるから、この出力信号Ｂの隣あう２つの位
相範囲の境界が基準信号Ａの立下りエツジを中心として
変動するようにして、すなわち、第１０図に示した比較
信号Ｃ，，Ｃ２゜Ｃ３のいずれかの立上りエツジが基準
信号Ａの立下りエツジを中心としてその前後にふらつく
ようにして、ＶＣＯ４が発振する。このときのＶＣＯ４
の発振周波数ｒ　ｖｃｏの平均周波数がｆｏであり、こ
の状態がロック状態である。

ＶＣＯ４がこのロック状態にあるときに、ノイズなどに
よって可変容量ダイオード３６のバイアス電圧ＥがＶ。

から変動すると、ＶＣＯ４の発振周波数ｆ　ＶＣＯも変
動するが、バイアス電圧Ｅの変４　υ 動労が除かれるような位相遷移状態になり、ＶＣＯ４は
元のロック状態に引き込まれる。

以上のようにして、ＶＣＯ４の発振周波数ｒ　ｖｃ。

は所望周波数ｆ。となる。

以上はＶＣＯ４の出力信号Ｂの１周期を３分割し、３つ
の位相範囲Ｐ＋　、Ｐｚ　、Ｐ３を設定した場合である
が、一般に、ｎを３以上の整数とし、ｍを１以上の整数
とすると、ＶＣＯ４の出力信号Ｂのｍ周期毎にｎ個の位
相範囲Ｐ、、Ｐ２．−。

Ｐｎを設けるようにしてもよい。この場合には、前記式
（３）に定義づけたΔＮは、 ΔＮ≦□　　　　　　　　　−山−（６１を満足すれば
進み位相遷移状態と遅れ位相遷移状態とが判別できる。

また、前記式（１）のように、ＶＣＯ４の出力信号Ｂの
周波数ｒ　ｖｃｏが基準信号Ａの周波数ｆＨのＮ倍のと
きには、このＮがｍの倍数となるように、式（６）のｍ
が設定される。これは、ＶＣＯ４の発振周波数ｒ　ｖｃ
ｏが前記式［１）を満足するとき、基準信号Ａの順次の
立下りエツジはこのＶＣＯ４の出力信号Ｂの同じ位相範
囲の境界に口ツクしなりればならないが、これを満足さ
せるために必要な要件である。

上記式（６）において、ｎが大きくなる程ＶＣＯ４の周
波数安定度に対する条件が厳しくなるが、ｍを大きくす
ることによってこの条件も緩和される。

以上説明した実施例はｍ＝ｌ、ｎ＝３の場合であったが
、次に、ｍ−２，ｎ＝４の場合の本発明による発振装置
の他の実施例を第１９図〜第２４図によって説明する。

なお、この実施例も全体的構成は第１図と同様であり、
各部を表わす符号も第１図と同様とする。

第１９図はこの実施例における位相差生成器６の一具体
例を示すブロック図てあつＣ１３８は入力端子、３９は
２分周器、４０はインバータ、４１はＤ−ＦＦ、４２〜
４５は出力端子である。また、第２０図はこの具体例の
動作を示すタイミングチャートであって、第１９図に対
応する信号には同一符号をつけている。

第１９図および第２０図において、入力端子３８には、
ＶＣＯ４の出力信号である高周波パルス信号Ｂが入力さ
れる。２分周器３９はＴ型フリップフロップであり、高
周波パルス信号Ｂの立上りエツジでトリガーされる。こ
れにより、２分周器３９からは高周波パルス信号Ｂが２
分周されたＱ３．出力とこれより高周波パルス信号Ｂの
１周期遅れた員、、出力が得られる。また、高周波パル
ス信号Ｂはインバータ４０で反転され、クロック人力φ
４１としζＤ−ＦＦ４１に供給される。Ｄ−ＦＦ４１で
は、このクロック人力φ４．の立上りエツジで２分周器
３９の０３．出力をサンプルホールドする。

これにより、Ｄ−ＦＦ４１からは、２分周器３９の０３
．出力よりも高周波パルス信号Ｂのｌ／２周期遅れたＱ
４．出力と同じ３７２周期遅れたｄ４１出力とが得られ
る。

２分周器３９の０３．出力の立上りエツジは高周波パル
ス信号Ｂの２周期毎の立上りエツジに一致しており、Ｑ
４．出力、亘３．出力、Ｑ、、出力は順次Ｑ３．出力か
ら高周波パルス信号Ｂのｚ周期ずつ立上りエツジがずれ
ている。そこで、Ｑ３９出力を比較（Ａ号Ｃ１とし、同
様に、Ｑ４１出力、σ３．出力。

Ｑ４．出力を夫々比較信号Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４とすること
により、比較信号Ｃ，，Ｃ２の立上りエツジ間を高周波
パルス信号Ｂの２周期に対して位相範囲１）１　とし、
同様にして、比較信号Ｃ２，Ｃ，の立上りエツジ間、比
較信号Ｃ，，Ｃ４の立上りエツジ間、比較信号Ｃａ、Ｃ
＋　の立」二りエツジ間を夫々位相範囲Ｐ２　、Ｐ３　
、Ｐａ　とすることができる。これら比較信号Ｃ，，Ｃ
２，ＣＪ、Ｃ４は出力端子４２，４＃、４３，４．５を
介して位相遷移検出器２（第１図）に供給される。

第２１図は第１９図に示した位相差生成器６から比較信
号が供給される位相遷移検出器２の一具体例を示すブロ
ック図であって、４６〜５０ば入力部ｊ子、５１〜６２
はＤ−ＦＦ、６３はノア回路、６４は電源端子、６５は
出力端子である。

この具体例は、第１１図と比較して明らかなように、第
１１同のＤ−ＦＦ１６〜２４に相当するＤ−ＦＦ５１〜
５３にＤ−ＦＦ５４を追加し、第１１図のＤ−ＦＦ１６
〜２４に相当するｒ）−ＦＦ５５〜５７にＤ　−ＦＦ　
５　Ｂを追加し、第１１図のＤ−ＦＦ２２〜２４に相当
するＤ−ＦＦ５９〜６１にＤ　−Ｆ　Ｆ６２を追加した
ものであり、Ｄ−ＦＦ５１〜５３．５５〜５７．５９〜
６１はこれらに相当する第１１図のＤ−ＦＦ１６〜２４
と同様の動作をなす。そして、Ｄ−ＦＦ５４は比較信号
Ｃ４の立上りエツジで基準信号Ａのレベルをサンプルホ
ールドし、Ｄ−ＦＦ５８はＤ−ＦＦ５１のＣ５゜出力の
立上りエツジでＤ−ＦＦ５４の頁、４出力のレベルをサ
ンプルホールドし、Ｄ−ＦＦ６２ばＤ−Ｆ　Ｆ　５８の
Ｃ５Ｂ出力の立上りエツジで“Ｈ”のデータ入力Ｄ６□
をサンプルホールドするとともに、。

Ｄ−Ｆ’　Ｆ　５５のＱ９．がＨ”のときにリセット状
態となる。

この具体例の動作は第１１図に示した具体例の動作から
明らかであるので、まず、Ｄ−ＦＦ５１〜５４の動作結
果を第２２図によって説明する。

基【１を信号への立下りエツジがＶＣＯ４の出力信号Ｉ
３の位相範囲）〕、にあるときには、Ｄ−ＦＦ５１〜５
４のＣ出力は、第２２図（ａ）に示すように、貢、□−
回、３−蒼、４−百、１ の順序で立上がり、基準信号Ａの立下りエツジが同じく
位相範囲Ｐ２にあるときには、第２２図（ｂ）に示すよ
うに、 σＳ　３−　’Ｑ　Ｓ　４−て５．−互、。

の順序で立上がる。また、基準信号Ａの立下りエツジが
同じく位相範囲Ｐ３にあるときには、第２２図（Ｃ１に
示すように、 σ、４−σ５．−”Ｑ５□−貞、３ の順序で立上がり、基準信号Ａの立下りエツジが同じく
位相範囲Ｐ４にあるときには、第２２図（ｄ＋に示すよ
うに、 σ１．−σ５□−亘、３−亘、。

の順序で立上がる。

Ｉ）−ＦＦ５５〜６２の動作も第１１図のＤ−ＦＦ１９
〜２４の動作から明らかであるので、遅れ、進み位相遷
移状態であることを判別動作結果について簡単に説明す
る。

第２３図は遅れ位相遷移状態での第２１図の動作を示す
ものであって、第１３図の場合と同一の初期状態をもた
せている。

同図から明らかなように、遅れ位相遷移状態では、基準
信号Ａの立下りエツジがＶＣＯ４の出力信号Ｂの位相範
囲を移る毎にＱ　ｓ　ｑ　＋　Ｑ　ｂ　ｏ　、　Ｑ　ｂ
　＋　＋Ｑ６２．　Ｃ６，、−一−−−−−出力の順に
レベルが”Ｈ”となり、したがって、常にこれら出力の
うちの１つが“Ｈ”である。このために、これら出力が
供給されるノア回路６３の出力信号りは“Ｌ″となる。

第２４図は進み位相遷移状態での第２１図の動作を示す
ものであって、第１４図の場合と同一の初期状態をもた
せている。

同図から明らかなように、初期状態から基準信号Ａの立
下りエツジが隣りの位相範囲に移ると、Ｄ−ＦＦ５９〜
６２は全てリセットされ、Ｑｌ、〜Ｑ６□出力は全て“
Ｌ”となってノア回路６３の出力信号りは“Ｈ”となる
。その後は時刻ｊ　２＋　ｔ３＋’４＋　　〜毎にＤ−
ＦＦ５９〜６２のクロック人力φは順番に立上がるが、
これらＤ−ＦＦ５９〜６２のクロック人力φの立上りエ
ツジが入力されたＤ−Ｆ　Ｆは既にリセット状態に保持
されており、これらのＱ出力は全てそのまま“Ｌ”に保
持される。

したがって、ノア回路６３の出力信号りは“Ｈ”のまま
である。

以上のように、この具体例においても、進み位相遷移状
態と遅れ位相遷移状態とで得られる出力信号りのレベル
が異なる。

以上説明した具体例では、ｍ＝２．ｎ＝４であるから、
前記式（６）の条件は、 ΔＮ＜　Ｒじ−」− となり、先に説明したｍ＝１．ｎ＝４のときの条件、 ΔＮ≦」− に比べてＶＣＯ４の周波数安定度に対する条件が緩やか
になる。

また、ｍ＝２．ｎ＝４の場合の上記具体例では、ＶＣＯ
４の出力信号Ｂを２分周し、その１周期に対して４つの
位相範囲を設けたことと同様であり、このために、先に
説明したように、ＶＣＯ４が基準信号Ａにクロックする
ためには、 ｆｖｃｏ　＝２ｋ　ｆＨ（但し、ｋは１以上の整数）一
−−−−−−−・−−−−−（７） でなければならない。しかし、 ｆ　ｖｃｏ　＝　（２ｋ　＋　１　）　　ｆ　Ｈ−−−
−−−−−−−−−＋８１の場合にも、次に示す処理を
施すことにより、比較信号ＣがＶＣＯ４の出力信号Ｂを
２分周したものとして位相遷移状態の判定が可能である
。

いま、上記式（８）の関係を満足しているときに、第１
９図で示した位相差生成器６を用いたとすると、第２５
図に示すように、基準信号Ａの立下りエツジが存在する
ＶＣＯ４の出力信号Ｂの位相範囲が変化する。すなわち
、同図において、いま、基準信号Ａの立下りエツジがＶ
ＣＯ４の出力信号Ｂの周期１の立上りエツジ近傍にあり
、この立下りエツジが存在する位相範囲をＰｌとすると
、基準信号Ａの次の立下りエツジはＶＣＯ４の出力信号
Ｂの周期（２ｋ　＋　２）の立上りエツジ近傍にあり、
このときの基準信号Ａの立下りエツジが存在する位相範
囲はＰ３となる。したがって、位相遷移状態と判定され
てＶＣＯ４の発振周波数ｆ　ＶＣＯは上記式（８）から
ずれてくる。これを防止するためには、ＶＣＯ４がロッ
ク状態にあるときに基準信号への順次の立下りエツジが
同一位相範囲に存在するように、位相範囲Ｐ１〜ｌ〕４
の順序をつらせばよい（第２５［］Ｂ’）。

第２６図は前記式（８）を満足するようにした本発明に
よる発振装置のさらに他の実施例における比較信号を形
成する手段の一具体例を示すブロック図であって、４は
第１９図に示した第１図の位相差生成器、６６は切換回
路、６７は入力端子、６８は出力端子である。

同図において、第１９図および第２０図で説明したよう
に位相差生成器４て生成された比較信号Ｃは切換回路６
６に供給され、入力端子６７からの切換信号Ｓにより、
比較信号Ｃの位相かずらされて、第２５図Ｂ゛に示すよ
うに、位相範囲Ｐ１〜Ｐ４の順序が変更される。これに
よる新たな比較信号Ｃ゛は第２１図に示した位相遷移検
出器２の入力端子４７〜５０に供給される。

ここで、切換信号Ｓとして基４）、信号Ａの立上りエツ
ジでレベル反転する基準信号Ａの２分周体号とし、基準
信号Ａの立上りエツジで位相範囲Ｐ。

〜Ｐ４の順序を変更させるようにした切換回路６６の一
具体例を第２７図に示す。なお、同図において、６９〜
７３は入力端子、７４〜８１はオア回路、８２〜８５は
アンドゲート、８６はインバータ、８７〜９０は出力端
子である。また、第２８図（」第２７図に示した切換回
路６６の動作を示すタイミングチャートであって、第２
７図に対応する信号には同一符号をつりている。なお、
比較信号Ｃ１の立」−りエツジに付される数字は、基準
信りの立下りエツジにＶＣＯ４がロックしたときのこの
出力信号Ｂ　（Ｈ示せず）の立上りエツジの順序を表わ
し、基準信号への立下りエツジＰに一致する出力信号Ｂ
の立上りエツジの時点を１としている。ここで、比較信
号０１〜Ｃ６に対しては、比較信号Ｃ＋、Ｃｚの立上り
エツジ間−位相範囲Ｐ１比軸信ηＣ２，Ｃ，の　　　　
　　　−　　〜　Ｐ２比較信号Ｃ３，Ｃ４の　　　　　
　　−　　〃Ｐ３社Φ々信号Ｃ，，Ｃ，の　　　　　　
　−　　／／　　Ｐ　ａであるごとはいうまでもない。

これら比較信号Ｃ１〜Ｃ４を直接位相遷移状態の判定に
用いると、第２５図で説明した動作を生じ、ごの判定が
できなくなるのである。

第２７図に示す具体例は位相遷移状態を正しく判定でき
る比較信号Ｃ，“〜Ｃ４′を形成するものであり、以下
、第２８図を用いてこの具体例を動作を説明する。

入力端子６９には位相差生成器４　（第２６図）からの
比較信月Ｃ１が人力され、オア回路７４゜７９に供給さ
れる。同様にして、比較信号Ｃ２は入力端子／ｎからオ
ア回路７６．８１に、比較信号Ｃ３は入力端子７１から
オア回路７８．７５に、比較信号Ｃ４ば入力端子７２か
らオア回路８０．７７に夫々供給される。また、入力端
子９３には基準信号Ａの立上りコ曜ンジ毎に反転する切
換信号Ｓが入力され、直接オア回路７４，７６．７８．
８０に供給され、同時にインバータ８６で反転されてオ
ア回路７５．７７．７９．８１に供給される。

オア回路７／１．．７５の出力信号はアントゲートに供
給され、同様に、オア回路７６、７７の出力信号はアン
ドゲート８３に、オア回路７８．７９の出力信号はアン
トゲート８４に、オア回路８０。

８１の出力信号はアンドゲート８５に夫々供給される。

そこで、いま、切換信号Ｓが“Ｌ”とすると、比較信号
Ｃ１はオア回路７４を通してアンドゲート８２に供給さ
れ、同様にして、比較信号Ｃ２，Ｃ３。

Ｃ４は夫々オア回路７６、７８．８０を通してアントケ
ート８３，８４．８５に供給される。このとき、オア回
路７５．７７、７９．８１の出力信号は全てパＩ］”と
なるから、出力端子８７．８８。

８９、９０には夫々比較信号Ｃ．，Ｃ２，Ｃ．。

Ｃ４が得られ、比較信号Ｃ，か新たな比較信号Ｃ　、　
１として、同様に、比較信号Ｃ２．Ｃ３，Ｃ４が新たな
比較信号ｃ２’，　　Ｃ３”、０４゛として夫々位相遷
移検出器２（第１図）に供給される。

次に、切換信号Ｓが“１４゛になると、比較信号Ｃ１は
オア回路７９を通してアントゲ−１・８４に供給され、
同様にして、比較信号Ｃ２　、　　Ｃ３　、　　Ｃａは
夫々オア回路８Ｌ　　７５．７７を通してアンドゲート
８５，８２．８３に供給される。このとき、オア回路７
４，７６．７８．８０の出力信号は全て“Ｈ”であるか
ら、出力端子８７，８８，８９゜９０に夫々比較信号Ｃ
３，Ｃａ、Ｃ１，Ｃ２が得られる。比較信号Ｃ３ば新た
な比較信号Ｃ，Ｉとして位相遷移検出器２に供給され、
同様にして、比較信号Ｃ４，Ｃ，、Ｃ２は新たな比較信
号Ｃ２゛。

Ｃ３”、Ｃ４゛として夫々位相遷移検出器２に供給され
る。次に切換信号Ｓが”　Ｌ”になると、再び比較信号
Ｃ＋　、Ｃ２、Ｃ３、Ｃａは夫々新たな比較信号Ｃ１”
、　Ｃ２’、Ｃ３’、　Ｃ４’となり、以下、切換信号
Ｓのレベルが反転する毎に上記の動作を繰り返す。

そこで、切換信号ＡとＶＣＯ４の出力信号Ｂとの周波数
関係が前記式（８）を満足している場合、比較信号ＣＩ
゛の立上りエツジが基準信号の立下りエツジＰに一致し
ているとすると、その後の基準信号の立下りエツジ（Ｐ
＋１）、　　（Ｐ＋２）、　−−−−−−−はこの比較
信号Ｃ’　＋の立上りエツジに一致することになる。し
たがって、位相遷移状態の判定が可能となる。

なお、第２８図では、動作説明上基準信号Ａのデユーテ
ィ比を５０％としたが、ビデオ信号の水平同期信号のよ
うにデユーティ比が異なる信号であっても同様である。

第２９図は前記式（８）を満足するようにした本発明に
よる発振装置のさらに他の実施例を示す要部ブロック図
であって、９１は分周器であり、第１図に対応する部分
には同一符号をつけている。また、第３０図は第２９図
の動作を示すタイミングチャートである。

第２８図の基準信号Ａと比較信号０１〜Ｃ４との関係か
ら明らかなように、前記式（８）を満足しているときに
は、基準信号Ａの１つおきの立下りエツジＰ、　　（Ｐ
　＋　２）　、　−−−一はＶＣＯ４の出力信号Ｂの同
一位相範囲に入ることになる。この実施例は、この点に
着目し、第１９図で示した位相差生成器６からの比較信
号０１〜Ｃ４を用い、基準信号Ａの１つおきの立下りエ
ツジによって位相遷移状態を判定するものである。

第２９図および第３０図において、入力端子１に入力さ
れた基準信号Ａは分周器９１で２分周され、基準信号Ａ
″として位相遷移検出器２に供給される。位相遷移検出
器２には、第２０図で示した比較信号Ｃが供給される。

また、分周器９１は、基準信号Ａの立下りエツジ毎に基
準信号Ａ゛のレベルが反転するように、２分周動作を行
なう。

前記式（８）を満足しているときには、基準信号Ａ′と
比較信号０１〜Ｃ４との位相関係は一定し、したがって
位相遷移状態を判別できる。

なお、この実施例において、基準信号へがビデオ信号の
同期信号である場合には、基準信号Ａ゛のエツジが帰線
期間内であるように分周器９１の分周動作を帰線期間に
限定することにより、ビデオ信号の劣化を防止できる。

以上、本発明の詳細な説明したが、本発明はこれらのみ
に限定されるものではない。たとえば、第１９図以降に
説明した実施例はＶＣ○４の出力信号Ｂを２周期毎に４
つの位相範囲を形成するために、ＶＣＯ４の出力信号Ｂ
または基準信号を２分周したが、−ｉに、ＶＣＯ４の出
力信号Ｂのｍ周期毎にｎ個の位相範囲を設定するために
は、比較信号Ｃとしては、周期がＶＣＯ４の出力信号Ｂ
の周期のｌ　／ｍであって位相が互いにＴ／ｎ（但し、
Ｔはこの出力信号Ｂの周期である）ずつ異なるｎ個の信
号が用いられる。このような比較信号Ｃを形成する位相
差生成器としては、第９図の具体例と同様に、遅延回路
で形成することができるし、また、第１９図の具体例の
ように、フリップフロップ回路などの分周器でもって形
成することもできる。なお、位相差生成器６に分周器を
用いる場合には、前記従来技術と同様に、ＶＣＯ４の出
力信号Ｂに分周ノイズが重畳される懸念があるが、この
分周器の出力信号の周波数は基準信号Ａに比べて充分高
い。このために、たとえば、基準信号Ａがビデオ信号の
水平同期信号の場合、ＶＣＯ４の出力信号Ｂに分周ノイ
ズが重畳されることによってビデオ信号に分周波ノイズ
が混入しても、この分周ノイズの周波数はビデオ信号帯
域よりも高くなり、容易にこの分周ノイズを除去するこ
とができる。

また、上記実施例では、基準信号への立下りエツジを用
いたが、立上りエツジを用いてもよいし、比較信号Ｃも
立下りエツジを用いるようにしてもよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、基準信号と比較
信号とからＶＣＯの制御信号を形成するに際し、該比較
信号は該基準信号よりも充分高い周波数とすることがで
きるので、該■ＣＯの出力信号を分周して該比較信号の
周波数を該基準信号の周波数に等しくする分周器を用い
る必要なく、したがって、分周ノイズの影響を回避する
ことができるし、回路規模も大幅に低減できるという優
れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第１８図は本発明による発振装置の一実施例を
示すものであ−って、第１図はその全体構成を示すブロ
ック図、第２図〜第４図はこの実施例の動作原理を示す
説明図、第５図は第１図にお（）る電圧制御発振器の出
力信号に設定される位相範囲の一例を示す説明図、第６
図は位相遷移状態を示す説明図、第７図は電圧制御発振
器の出力信号の１周期毎に２つの位相範囲を設けた場合
の問題点を示す説明図、第８図は同しく３つの位相範囲
を設けた場合の説明図、第９図は第１図における位相差
生成器の一具体例を示す構成図、第１０図はその動作を
示すタイミングチャート、第１１図は第１図におジノる
位相遷移検出器の一具体例を示す構成図、第１２図〜第
１４図はその動作を示すタイミングチャート、第１５図
は第１図に示したローパスフィルタと電圧制御発振器の
一具体例を示す回路図、第１６図は第１５図における電
圧、制御発振器の制御信号による特性図、第１７図はそ
の動作を示すタイミングチャート、第１８図は第１５図
における電圧制御発振器の出力周波数を示す特性図、第
１９図〜第２５図は本発明による発振装置の他の実施例
を示すものであって、第１９Ｍはその位相差生成器の一
具体例を示す構成図、第２０図はその動作を示すタイミ
ングチャート、し　り 第２１図は位相遷移検出器の一具体例を示す構成図、第
２２図〜第２４図はその動作を示すタイミングチャート
、第２５図〜第２８図は本発明による発振装置のさらに
他の実施例を示すものであって、第２５図はこの実施例
の動作原理の説明図、第２６図はその要部を示すブロッ
ク図、第２７図は第２６図における切換回路の一具体例
を示す構成図、第２８図はその動作を示すタイミングチ
ャート、第２９図および第３０図は本発明による発振装
置のさらに他の実施例の要部を示すものであって、第２
９図はそのブロックＭ、第３０図はその動作を示すタイ
ミングチャートである。 １−ｍ−基準信号の入力端子、２−一一一位相遷移検出
器、３＝−−−ローパスフィルタ、４−一一−−−電圧
制御発振器、５−　出力端子、６−　位相差生成器、６
６−　切換回路、９１−　分周器。 代理人　弁理士　　弐　顕次部（外１名）第１図 第２図 Ｂ側風−−−−−−−−−Ｊ皿制胛−−−−一一一−−
瀧雛−−−−−第３図 第４図 第１５図 第１６図 （ａ／　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（
ｂ〕傾 第１７図 □！ 第１８図 第１９図 ｑ！ 第２０図 第２２図 （ａ）　Ｐｔ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　（ｂ）　Ｐ２（ｃ）　　Ｐｓ　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　（ｄ）　Ｐ４第２３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電圧制御発振器と、該電圧制御発振器の出力信号の
   ｍ（但し、ｍは１以上の整数）周期毎にｎ（但し、ｎは
   ３以上の整数）個の位相範囲を規定する比較信号を生成
   する位相差生成器と、該比較信号により基準信号の位相
   の遷移状態を検出する位相遷移検出器と、該位相遷移検
   出器の出力信号から該電圧制御発振器の制御信号を形成
   するローパスフィルタとからなり、該電圧制御発振器の
   発振周波数を該基準信号の周波数のＮ（但し、Ｎは正整
   数）倍に設定可能に構成したことを特徴とする発振装置
   。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記位相差生成器
   が生成する比較信号は、前記電圧制御発振器の出力信号
   １／ｍ倍の周期であって互いに該出力信号の周期の１／
   ｎ倍ずつ位相が異なるｎ個の信号であり、該信号の順次
   の立上りエッジ（もしくは立下りエッジ）間を前記位相
   範囲とすることを特徴とする発振装置。 ３、特許請求の範囲第１項または第２項において、前記
   位相遷移検出器は、前記基準信号の立下りエッジ（もし
   くは立上りエッジ）が存在する前記位相範囲を検出する
   第１の手段と、該第１の手段の検出結果をもとに前記電
   圧制御発振器の出力信号の立上りエッジ（もしくは立下
   りエッジ）が前記基準信号の立下りエッジ（もしくは立
   上りエッジ）に対して進むか遅れるかを判定する第２の
   手段と、該第２の手段の判定結果をもとにレベルの異な
   る信号を出力する第３の手段とからなることを特徴とす
   る発振装置。