JPS6320167A

JPS6320167A - ア−ク溶接電源

Info

Publication number: JPS6320167A
Application number: JP16417986A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Kono; 等河野; Michihiro Hayashi; 林　満弘
Original assignee: Shinko Electric Co Ltd
Current assignee: Shinko Electric Co Ltd
Priority date: 1986-07-12
Filing date: 1986-07-12
Publication date: 1988-01-27
Also published as: JPH0565265B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明は、例えば、ＴＩＧ（タングステン・イナート
ガス）溶接等に用いて好適なアーク溶接電源に関する。

［従来の技術］第４図は、徒歩のアーク溶接電源の構成を示す回路図で
あり、図において、ｌはバッテリ等の直流電源（電圧は
Ｅ）、ＤＩ、Ｄ２およびＤ３．Ｄ４は各々電源Ｅの両端
に逆方向に直列接続されるダイオードである。各ダイオ
ードＤＩ、Ｄ２．Ｄ３、Ｄ４のアノード、カソード間に
はスイッチング素子Ｓ１．Ｓ２．Ｓ３．Ｓ４が各々介挿
されている。この場合、上記ダイオードＤ１〜Ｄ４およ
びスイッチング素子５ｌ−３４によりインバータＩＮＶ
が構成されている。このインバータＩＮＶの出力端間に
は、平滑用リアクトル（配線中の浮遊インダクタンスを
含む）Ｌ１アークスタータＡＳ１電極Ｔ１アークＡおに
び母材Ｗが直列に介挿される構成となっている。そして
、図示せぬ制御部が溶接電流１ｗを検出しながら、溶接
電流１ｗの平均値が目標値に一致するように、各スイッ
ヂング素子５ｌ−８４のオン／オフを適宜制御するよう
になっている。

第５図は、上記回路におけるスイッチング素子８１〜Ｓ
４の一般的なオン／オフ制御タイミングと溶接電流１ｗ
の関係を示す図である。この図において、区間’ｒａは
第４図に示す矢印方向に溶接電流１ｗが流れる区間、区
間Ｔｂは上記矢印と逆方向（負方向）に溶接電流１ｗが
流れる区間である。また、区間Ｔａにおいてスイッチン
グ素子Ｓ２がオンとゲっでいる間にはリアクトルしにエ
ネルギが蓄えられ、同様に区間Ｔｂにおいてスイッチン
グ素子Ｓ４がオンとなっている間にはりアクドルＩ、に
逆方向にエネルギが蓄えられる。そして、区間Ｔ１、Ｔ
、・・・・・・はりアクドルしに蓄えられたエネルギが
スイッチＳ３、ダイオードＤＩを介して環流する区間で
あり、区間Ｔ！、Ｔ、・・目・・はりアクドルしに蓄え
られたエネルギがスイッチング素子Ｓ１．ダイオードＤ
３を介して環流する区間である。

第５図（ポ）から判るように、上述したスイッチ制御を
行えば溶接電流１ｗのリップルは、リアクトルＬの平滑
効果により少なくなり、はぼ一定レベルの溶接電流１ｗ
が正逆交互に流れる。

［発明が解決する問題点］ところで、直流ＴＩＧ溶接においては、溶接電流に対し
高周波パルス電流を重畳すると、電磁ピンヂ効果が増大
し、アークの安定性が高められることが知られている。

電磁ピンチ効果とは、アーク電流によって発生ずる磁界
がアークの径を細くする方向に力を及ぼず性質のことで
、アークの安定化のために、好ましい性質である。した
がって、高周波パルス電流を重畳する方法は、低電流溶
接が要求されてアークが不安定になりやすい薄板の溶接
に効果がある。

一方、アルミニウム等のように、酸化し易い材料の場合
には、酸化膜を除去するクリーニング作用を有する逆極
性溶接あるいは交流溶接が適用されることが多い。

しかしながら、交流溶接電源の場合は、薄い材料の溶接
に際しては、溶接電流の平均値を低くしなければならな
いため、アークが不安定となる欠点があった。そこで、
直流溶接電源の場合と同様に高周波パルスを重畳させる
ことが考えられるが、第４図に示す従来の交流溶接電源
においては、以下に述べるようにその重畳が困難であっ
た。

すなわち、第４図に示す回路においては、平滑用のりア
クドルＬが有るから、第５図に示すように溶接電流から
リップル分が除去され、このため、高周波パルスを重畳
させることはできない。そこで、リアクトルＬを除去も
しくは小さな値とすれば、第６図に実線で示すように、
ｄｉ／ｄＬを大きな値とすることができる。この場合、
リアクトルＬおよび配線浮遊インダクタンスの影響で、
溶接電流１ｗの波形を完全な矩形波とすることはできず
、図示のような三角波となるが、ｄｉ／ｄｔの値が大で
あれば、所定の効果を奏することができる。しかしなが
ら、このようにリアクトルＬを小さな値とすると平滑効
果がなくなるため、溶接電流１ｗの平均値が小さい場合
には、第６図に一点鎖線で示すように溶接電流ｆｗが０
となる区間ができてしよい、アーク切れが発生するとい
う問題が生じた。

この発明は、上述した事情に鑑みてなされたもので、交
流溶接電源において、溶接電流に高周波パルス電流を重
畳させろことができ、しかも溶接電流平均値が小さく設
定されている場合でもアーク切れを発生させることがな
い溶接電源を提供する上とを目的としている。

Ｅ問題点を解決するための手段］この発明は、上述した問題点を解決するためになされた
もので、インバータの出力が１次側に供給されるトラン
スと、このトランスの２次側に設けられ負荷に対し正方
向から電流を供給する第１の一方向性スイッチおよび逆
方向から電流を供給する第２の一方向性スイッチと、前
記正方向時の負荷電流を前記２次側および前記第１の一
方向性スイッチとは別の経路で環流させる第３の一方向
性スイッチと、前記逆方向時の負荷電流を前記２次側お
よび前記第２の一方向性スイッチとは別の経路で環流さ
せる第４の一方向性スイッチとを具備し、溶接電流が所
定値を下回ったときに前記第３、第４の一方向性スイッ
チをオン状態とするようにしている。

［作用］インバータ側と負荷（アーク側）とがトランスにより結
合されているので、負荷電流をトランスを介して電源に
回生ずることによりアーク電流のｄｉ／ｄｔが大きくな
り、また、低電流時には第３、第４の一方向性スイッチ
がオンとなるため溶接電流がトランスを介さないバイパ
ス経路を流れ、これにより、ｄｉ／ｄｔが小さくなり、
溶接電流が０になるのが防止される。

［実施例］以下、図面を参照してこの発明の実施例について説明す
る。

第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図であり
、図において、前述した第４図の各部と対応する部分に
は同一の符号を付しその説明を省略する。

第１図において、６は１次コイルがインバータＩＮＶの
出力端に接続されている高周波トランスであり、２次コ
イルの一端にダイオード１３のカソードが接続されろと
ともに、ダイオード１１のアノードがスイッチング素子
Ｓ７を介して接続されている。ダイオード１３のアノー
ドはスイッチング素子９および電流検出器１５を順次介
して母材Ｗに接続されており、ダイオードＩＩのカソー
ドは、ダイオードＩ２のカソード、電流検出器１５に各
々接続されるとともに、スイッチング素子ＳＩＯを介し
てダイオード１４のアノードに接続されている。トラン
ス６の２次コイルの他端はスイッチング素子Ｓ８を介し
てダイオード１２のアノードに接続されろとともに、高
周波トランス１６の２次コイルを介して電極Ｔに接続さ
れ、また、ダイオード１４のカソードに接続されている
。１８は、スイッチング素子８１〜Ｓ４およびスイッチ
ング素子Ｓ７〜ＳＩＯのオン／オフ制御と、アークスタ
ータ＋７の駆動制御を行う制御回路であり、電流検出器
１５が検出する溶接電流１ｗ、設定部２２が設定する平
均電流設定値と電流フィードバックとの偏差を積分して
得られろピーク電流設定値１ｐ％および下側基準電流設
定値ｉｂに基づいてオン／オフ制御が行われる。また、
制御回路１８内には発振器が設けられており、スイッチ
ング素子のオン／オフ切り換えは、こめ発振器の出力信
号（周波数は１５　ｋ　Ｈｚ以上）の周期に基づいて行
われる。

次に、上記構成によるこの実施例の動作について説明す
る。

まず、設定部２２から平均電流設定値１ｗａ。

ピーク電流設定値ｉｐｘおよび下側基準電流設定値ｉｂ
を制御回路１８に供給する。そして、制御回路１８は、
アークスタータ＋７を駆動してアーク八を発生させ、ま
た、第２図に示す期間Ｔ１においては、スイッチング素
子Ｓｌ、Ｓ４をオンとし、スイッチング素子Ｓ７をオフ
（他のスイッチング素子はすべてオフ）とする。この結
果、トランス６の２次側では、スイッチング素子７→ダ
イオードＤｌｌ→電流検出器１５−母材Ｗ−電極Ｔなる
経路で電流が流れる。ここで、トランス６の２次側配線
のインダクタンスをＬ２、トランス６の１次コイル、２
次コイルの巻線数をＮ＋、Ｎｔ、電極−母材間の電圧を
Ｖａとすれば、溶接電流ＩＷは、次式で表される。

Ｉｗ＝　（ＥＸ　（Ｎｔ／Ｎ１）　　Ｖａ）／Ｌ２・・
・・・・（りそして、制御回路１８は、電流検出器１５によって検出
される溶接電流１ｗの平均値と所定の設定値の偏差を積
分し、この積分結果に所定定数を乗じ九６の（以下積分
偏差という）と溶接電流１ｗの瞬時値とを比較する。そ
して、溶接電流Ｉｗが積分偏差を超えたときに、スイッ
チング素子Ｓｌ。

Ｓ４をオフとする。スイッチング素子Ｓｌ、Ｓ２がオフ
になると、トランス６の２次側に蓄えられたエネルギに
より、上記期間Ｔ１１と同様の経路で電流が電流１に回
生じ、溶接電流！Ｗが急速に減少する。ずなわち、期間
Ｔ５．に入る。この期間Ｔ１、におけろ溶接電流ｒｗは
、次式で表される。

Ｉｗ−ｉｉｐｌ　　（ＥＸ（Ｎｕ／Ｎ＋）＋Ｖａ）／Ｌ
ｔ・・・・・・（２）次に、制御回路１８は電流検出器！５が検出する溶接電
流１ｗと下側基準電流設定値ｉｂとを比較し、溶接電流
１ｗが下側基準電流設定値ｉｂを下回ると、スイッチン
グ素子Ｓ８をオンとする。

このとき、スイッチング素子Ｓ７はオンのままでも、オ
フに切り換えてもよい。そして、スイッチング素子Ｓ７
．Ｓ８が共にオンの場合は、溶接電流１ｗがスイッチン
グ素子Ｓ８、ダイオードＤ１２を介して環流するととも
に、その一部がトランス６の２次側を励磁する。そして
、この励磁電流がトランス６の１次側およびダイオード
Ｄ２．Ｄ３を介して電源１に回生される。一方、スイッ
チング素子Ｓ７がオフで６８がオンの場合は、溶接電流
１ｗがスイッチング素子Ｓ８、ダイオードＤ１２を介し
て環流する。すなわち、スイッチング素子Ｓ８がオンで
あれば、溶接電流１ｗの全部あるいは一部が、バイパス
経路であるスイッチング素子Ｓ８、ダイオード１２を順
次介して流れる。

したがって、第２図に示す期間’Ｉ’＋ｓに示すように
、ｄｉ／ｄｔの値が著しく小さくなり、この間の溶接電
流１ｗは、Ｉｗ＃１ｉｂｌ・−・　（３）となり、下側基準電流設定値ｉｂにほぼ等しくなる。そ
して、制御回路Ｔ８内の発振器の出力信号の１ザイクル
（周波数は１５ｋＨｚ以上）が終了すると、各スイッチ
ング素子５ｌ−９４、Ｓ７〜ＳＩＯを再び期間Ｔ、の場
合と同様のオン／オフ状態とする。以後は、期間Ｔ　Ｉ
ｌ＋　Ｔ　Ｉｔ＋　Ｔ　Ｔ３と同様の動作が行われ、期
間Ｔｌｌ〜Ｔ１３の一連の動作が所定回数行われた後に
は、スイッチング索子Ｓ３、Ｓ２をオンとし、溶接電流
！Ｗの方向を切り換える。そして、期間Ｔ　ＩＩ゛にお
いては、スイッチング索子Ｓ９のみをオンとし、期間Ｔ
１．゛においては、スイッチング素子Ｓ９をオンとした
ままスイッチング素子Ｓ３．Ｓ２をオフとし、期間Ｔ１
、゛においては、スイッチング素子Ｓ９をオンあるいは
オフとしてスイッチング索子ＳＩＯをオンとする。この
場合、各区間Ｔ１１゛〜Ｔ’＋ｓにおけるスイッチング
素子の切り換えは、前述した区間Ｔ、１〜′ｒ１３とま
ったく同様であり、ただ溶接電流ＩＷの方向が異なるの
みである。すなわち、各区間１ｌ− Ｔ１．〜Ｔ１３゛における溶接電流１ｗの値も前述した
（１）〜（３）式によって現される。また、区間Ｔ、１
゛〜Ｔ　１．’における制御回路１８の動作も前述の場
合と同様である。

この実施例の場合、上記各期間には、次式のような関係
がある。

Ｔ、／（Ｔ、＋Ｔ１ｔ”Ｔｔ３）＝Ｔ＋＋’バＴｚ”Ｔ
＋＊゛＋Ｔｔａ゛）＜（１／２）　　　・・・・・・（
４）このような関・係を設定したのは、以下の理由によ
る。すなわち、期間’Ｉ’１１ではトランス６にＥ（Ｖ
）がかかり、期間Ｔｌｔ＋　Ｔ　１３の回生期間ではト
ランス６に−Ｅ　（Ｖ）がかかる。この場合、回生期間
が期間Ｔ３．より短ければ、トランス６に偏磁が生じ、
やがては飽和してしまう事態が生じるが、期間Ｔ１．が
回生期間よりも短ければ、トランス６は正方向に励磁さ
れた分だけ逆方向に励磁されるから、偏磁が生じること
がなく、これにより、トランス６の飽和が回避されるか
らである。

また、スイッチング素子Ｓ７、Ｓ９は極性切り換え時の
みにスイッチし、バイパス経路を形成するスイッチング
素子Ｓ８．ＳＩＯは低電流時のみにスイッチするため、
いずれも損失は小さい。

次に、第３図は、この発明の他の実施例の構成を示す回
路図である。この実施例には、第１図に示すトランス６
に代えてセンタータップ付きの２次コイルを有するトラ
ンス６゛が設けられている。

そして、藍次コイルは、スイッチング索子Ｓｌ。

Ｓ４のみで励磁制御が行われ、極性の反転は行われない
。この場合の溶接電流１ｗの方向切り換えは、２次側に
設けられているスイッチング索子Ｓ７、Ｓ９によって行
われる。この回路の動作は、前述した第１図に示す回路
の動作とまったく同様である。、　なお、上記各実施例
においては、スイッチング索子５ｌ−９４，Ｓ７．Ｓ９
の切り換えが１５　ｋ　Ｈ２以上の周波数で行われるの
で、溶接作業時の聴覚上の問題はない。

［発明の効果］以上説明したように、この発明によれば、インバータの
出力が１次側に供給されるトランスと、このトランスの
２次側に設けられ負荷に対し正方向から電流を供給する
第１の一方向性スイッチおよび逆方向から電流を供給す
る第２の一方向性スイッチと、前記正方向時の負荷電流
を前記２次側および前記第１の一方向性スイッチとは別
の経路で環流させる第３の一方向性スイッチと、前記逆
方向時の負荷電流を前記２次側および前記第２の一方向
性スイッチとは別の経路で環流させる第４の一方向性ス
イッチとを具備し、溶接電流が所定値を下回ったときに
前記第３、第４の一方向性スイッチをオン状態とするよ
うにしたので、溶接電流に高周波パルス電流を重畳させ
ることができ、しかも溶接電流平均値が小さく設定され
ている場合でもアーク切れを発生させることがない利点
が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図は同実施例における溶接電流１ｗを示す波形図、第３
図はこの発明の他の実施例の構成を示す回路図、第４図
は従来の溶接電源の構成を示す回路図、第５図は従来の
溶接電源における溶接電流１ｗを示す波形図、第６図は
従来の溶接電源において高周波パルス電流を重畳させる
場合の波形図である。１１〜！４・・・・・・ダイード（第１〜第４の一方向
方向性スイッチ）、Ｓ７〜ＳＩＯ・・・・・・（第１〜
第４の一方向方向性スイッヂ）。

Claims

【特許請求の範囲】

　インバータの出力が１次側に供給されるトランスと、
このトランスの２次側に設けられ負荷に対し正方向から
電流を供給する第１の一方向性スイッチおよび逆方向か
ら電流を供給する第２の一方向性スイッチと、前記正方
向時の負荷電流を前記２次側および前記第１の一方向性
スイッチとは別の経路で環流させる第３の一方向性スイ
ッチと、前記逆方向時の負荷電流を前記２次側および前
記第２の一方向性スイッチとは別の経路で環流させる第
４の一方向性スイッチとを具備し、溶接電流が所定値を
下回ったときに前記第３、第４の一方向性スイッチをオ
ン状態とすることを特徴とするアーク溶接電源。