JPS63209335A - Ｆｄｍ信号多重回路 - Google Patents
Ｆｄｍ信号多重回路Info
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- JPS63209335A JPS63209335A JP4132887A JP4132887A JPS63209335A JP S63209335 A JPS63209335 A JP S63209335A JP 4132887 A JP4132887 A JP 4132887A JP 4132887 A JP4132887 A JP 4132887A JP S63209335 A JPS63209335 A JP S63209335A
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- JP
- Japan
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- clock
- frequency
- fdm
- signal
- circuit
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 11
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 210000004460 N cell Anatomy 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は通信網に於て、広汎に用いられ・るＦＤＭ （
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐ
ｌｅ 、周波数分割多重）信号多重をディジタル信号処
理によって行うトランスマルチプレクサ（Ｔｒａｎｓｍ
ｕｌｔｉ−ｐｌｅｘｅｒ、以下ＴＭＸと略記する）に関
する。
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐ
ｌｅ 、周波数分割多重）信号多重をディジタル信号処
理によって行うトランスマルチプレクサ（Ｔｒａｎｓｍ
ｕｌｔｉ−ｐｌｅｘｅｒ、以下ＴＭＸと略記する）に関
する。
ＴＭＸ技術はディジタル信号処理によって。
全チャネルとも完全に特性の揃ったフィルタによって、
ＦＤＭ信号多重ができる事、及びＦＦＴの使用により所
要演算量を大幅に低減でき、更にＬＳＩ化によって装置
の小型軽量化、低消費電力化ができる等の優れた長所を
持っている。従来のＴＭＸ型ＦＤＭ信号多重回路を第３
図に示す。
ＦＤＭ信号多重ができる事、及びＦＦＴの使用により所
要演算量を大幅に低減でき、更にＬＳＩ化によって装置
の小型軽量化、低消費電力化ができる等の優れた長所を
持っている。従来のＴＭＸ型ＦＤＭ信号多重回路を第３
図に示す。
１−１〜１−Ｎはサンプラ、５ｆｄＮ点逆ＦＦ’Ｔ回路
。
。
１８は周波数ＮΔｆの多重化クロック発振器、５はＮ分
周器、９−１〜９−ＮＵディジタルサブフィルタ、１０
は空間／時間分割多重変換回路即ち並列／直列（Ｐ／Ｓ
）変換器である。１３はＩＦ帯コロ−カル発振器１４
はπ／２移相器、１５．１６はミキサ。
周器、９−１〜９−ＮＵディジタルサブフィルタ、１０
は空間／時間分割多重変換回路即ち並列／直列（Ｐ／Ｓ
）変換器である。１３はＩＦ帯コロ−カル発振器１４
はπ／２移相器、１５．１６はミキサ。
１７はハイブリッド合成器である。
第４図に従来のＴＭＸの周波数動作を示す。
第３図及び第４図によってＴＭＸの基本動作を説明する
。まずＴＭＸの基本フィルタはで与えられ、その周波数
特性は、第４図の（Ｂ）のように帯域幅Δｆ、サンプル
周波数ＮΔｆのディジタルＬＰＦである。ここで Ｚ＝ｅｘｐ（ｊωＴ ） （２ＪＴ＝
１／（Ｎ・Δｔ ） （３）である。
。まずＴＭＸの基本フィルタはで与えられ、その周波数
特性は、第４図の（Ｂ）のように帯域幅Δｆ、サンプル
周波数ＮΔｆのディジタルＬＰＦである。ここで Ｚ＝ｅｘｐ（ｊωＴ ） （２ＪＴ＝
１／（Ｎ・Δｔ ） （３）である。
即ち、Ｔは多重化クロックの一周期である。他方、サン
プラ１−１〜１−Ｎの出力信号のサンプル速度は、Δｆ
＝ＮＴであるので、その周波数特性は、第４図（Ａ）の
如く、Δｆでくり返すものとなる。故にサンプラ入力信
号の周波数帯域幅はΔｆよりも小さくなくてはならない
。ここで基本フィルタを、Ｎ個のサブフィルタに分割構
成する。即ち。
プラ１−１〜１−Ｎの出力信号のサンプル速度は、Δｆ
＝ＮＴであるので、その周波数特性は、第４図（Ａ）の
如く、Δｆでくり返すものとなる。故にサンプラ入力信
号の周波数帯域幅はΔｆよりも小さくなくてはならない
。ここで基本フィルタを、Ｎ個のサブフィルタに分割構
成する。即ち。
但し、サブフィルタは
即ち、基本フィルタのタップをＮ個毎に選択する事によ
り得られるフィルタである。
り得られるフィルタである。
ここで第にチャネルの入力を上の基本ＬＰＦに通した場
合の信号出力は と表せる。
合の信号出力は と表せる。
ここで上のＬＰＦ出力の中心周波数を
ωに＝に・Δω＝に・２πΔｆ（７）
に周波数変換すると
Ｇ （Ｗ Ｚ） Ｘｋ（Ｗ −Ｚ ）が得られる。
弐００）によって得られるＦＤＭ信号を多重すると
但し。
Ｎ点逆ＦＦＴ
となシ第３図の回路構成となる。
従来のＴＭＸはＦＦＴの使用によって大幅に演算量の低
減が可能であるという長所を有する反面、信号のサンプ
リングをチャネルクロックΔｆで行うために、他チャネ
ルに干渉を及ぼさない為には、第４図（Ｂ）に示すよう
に基本フィルタ特性がΔｆ以内に限られるという条件が
本質的である。もしも同図（Ｄ）のようにΔｆよりも広
い基本フィルタを用いると、（匂に斜線で示す様に他チ
ャネルに干渉を与える。従って、チャネル帯域内で完全
に平坦な周波数特性のＴＭＸを実現する事は不可能であ
る。しかし伝送路としてはできる限り平坦な周波数特性
を持つのが望ましく、そのためには急峻なフィルタ特性
が必要でありフィルタの実現が困難になる。又、Δｆよ
りも広い帯域幅の信号を処理する事は不可能である。
減が可能であるという長所を有する反面、信号のサンプ
リングをチャネルクロックΔｆで行うために、他チャネ
ルに干渉を及ぼさない為には、第４図（Ｂ）に示すよう
に基本フィルタ特性がΔｆ以内に限られるという条件が
本質的である。もしも同図（Ｄ）のようにΔｆよりも広
い基本フィルタを用いると、（匂に斜線で示す様に他チ
ャネルに干渉を与える。従って、チャネル帯域内で完全
に平坦な周波数特性のＴＭＸを実現する事は不可能であ
る。しかし伝送路としてはできる限り平坦な周波数特性
を持つのが望ましく、そのためには急峻なフィルタ特性
が必要でありフィルタの実現が困難になる。又、Δｆよ
りも広い帯域幅の信号を処理する事は不可能である。
本発明の目的は、上述の従来のＴＭＸの欠点を克服し、
Δｆよりも広い周波数特性を有する基本フィルタを用い
る事ができ、帯域内で完全に平坦な周波数特性を持ち、
又Δｆよりも大きい帯域幅を持つ信号をも処理できるＦ
ＤＭ信号多重回路を提供することにある。
Δｆよりも広い周波数特性を有する基本フィルタを用い
る事ができ、帯域内で完全に平坦な周波数特性を持ち、
又Δｆよりも大きい帯域幅を持つ信号をも処理できるＦ
ＤＭ信号多重回路を提供することにある。
本発明によれば、チャネル周波数間隔ΔｆのＮチャネル
のＦＤＭ多重を行う回路において。
のＦＤＭ多重を行う回路において。
上記Δｆのチャネルクロック、及び上記チャネルクロッ
クのｍ倍の周波数の内挿クロック（ｍΔｆ）（但しｍは
Ｎの因数）、及び前記チャネルクロックのＮ倍の多重化
クロック（ＮΔｆ）を発生するタイミング源と；独立な
Ｎ波の入力信号Ｘｋ（ｋ＝ ０．１．２、…、Ｎ−１）
を各々受けて前記タイミング源より、内挿クロックを受
けてｍΔｆなる速度で標本化を行うＮ個のす／プラと；
上記Ｎ個サンプラの出力の各々に接続して、各出力と。
クのｍ倍の周波数の内挿クロック（ｍΔｆ）（但しｍは
Ｎの因数）、及び前記チャネルクロックのＮ倍の多重化
クロック（ＮΔｆ）を発生するタイミング源と；独立な
Ｎ波の入力信号Ｘｋ（ｋ＝ ０．１．２、…、Ｎ−１）
を各々受けて前記タイミング源より、内挿クロックを受
けてｍΔｆなる速度で標本化を行うＮ個のす／プラと；
上記Ｎ個サンプラの出力の各々に接続して、各出力と。
到来順序ｕ（０，１，２，・・・、ｍ−１，をくり返す
）と。
）と。
チャネル番号ｋに応じたｅｘｐ（ｊ２πｋｕ／ｍ）なる
乗数との乗算を行うＮ個の複素乗算器と；上記乗算器の
出力を受けてＮ点逆ＦＦＴ演算を行うＦＦＴ回路と；上
記ＦＦＴＯＮ本の出力に各々接続して所定のフィルタリ
ングを行うＮ個のディジタルサブフィルタと；上記Ｎ個
のサブフィルタに接続し、外部から供給されるラッチパ
ルスにより、前記Ｎ本の入力信号をラッチし、上記ラッ
チしたＮ並列信号をＮΔｆなる速度の直列信号列に変換
するｍ個の並／直列変換器と；前記ｍ個の並／直列変換
器の出力の総和をとる加算器と；を有し、上記タイピン
グ発生源は２ｍ個の並／直列変換器に順次多重化クロッ
ク単位でＮ／ ｍサンプルずつ時間のシフトした前記ラ
ッチパルス（各パルスの周波数はΔｆ）を供給し。
乗数との乗算を行うＮ個の複素乗算器と；上記乗算器の
出力を受けてＮ点逆ＦＦＴ演算を行うＦＦＴ回路と；上
記ＦＦＴＯＮ本の出力に各々接続して所定のフィルタリ
ングを行うＮ個のディジタルサブフィルタと；上記Ｎ個
のサブフィルタに接続し、外部から供給されるラッチパ
ルスにより、前記Ｎ本の入力信号をラッチし、上記ラッ
チしたＮ並列信号をＮΔｆなる速度の直列信号列に変換
するｍ個の並／直列変換器と；前記ｍ個の並／直列変換
器の出力の総和をとる加算器と；を有し、上記タイピン
グ発生源は２ｍ個の並／直列変換器に順次多重化クロッ
ク単位でＮ／ ｍサンプルずつ時間のシフトした前記ラ
ッチパルス（各パルスの周波数はΔｆ）を供給し。
上記加算器の出力に於て、ベースバンド帯のＦＤＭ多重
信号を得る回路であって、内挿クロックｍΔｆでサンプ
リング及び信号処理を行う事によりΔｆよりも広い基本
フィルタのＦＤＭ動作が可能な事を特徴とするＦＤＭ信
号多重回路が得られる。
信号を得る回路であって、内挿クロックｍΔｆでサンプ
リング及び信号処理を行う事によりΔｆよりも広い基本
フィルタのＦＤＭ動作が可能な事を特徴とするＦＤＭ信
号多重回路が得られる。
本発明の一実施例によるＴＭＸ型ＦＤＭ信号多重回路を
第１図に、 示す。
第１図に、 示す。
４はｍａｎ・Δｆなる周波数の内挿多重クロック発生器
である。５はＮ分周器、６，７は９ｍ分周器である。
である。５はＮ分周器、６，７は９ｍ分周器である。
本発明の本質は、サンプラ１−１に於けるサンプリング
クロック周波数が従来回路のｍ倍。
クロック周波数が従来回路のｍ倍。
即ち９ｍ・Δｆなる事である。
故に入力信号は。
と表わせる。但し
である。
ここでＸｋ（ｎ）は第に信号入力の第ｎ番目のサンプル
（ｎ＝−ω〜＋ω）である。
（ｎ＝−ω〜＋ω）である。
入力信号を基本フィルタに通した出力はＧ（Ｚ）・Ｘｋ
（ＺＮ／ｉｎ） となる。これを周波数ωｋに周波数変換すれば。
（ＺＮ／ｉｎ） となる。これを周波数ωｋに周波数変換すれば。
となる。式（Ｉ６）をｋについて総和する事により。
ＦＤＭ多重信号は。
加算
となり第１図に示す回路構成になる。
第１図のＦＤＭ多重回路の周波数動作を第２図に従って
説明する。まずｍ＝２とする。この時ベースバンド帯の
サンプリング周波数は２Δｆなのでスペクトルは（Ａ）
に示すものとなる。従って、ＴＭＸの基本フィルタ特性
が（Ｂ）に示すように帯域幅Δｆを越えるものであって
もｍΔｆ、即ち２Δｆ以下であれば（Ｃ）に示すように
隣接チャネルへの干渉は生じない。それだけでなく（Ｂ
）に示すように、フィルタの周波数特性の急峻度が、緩
やかであってもよいので、ディジタルフィルタの回路規
模が低減される。それだけでなく、（Ｂ）に示す様に、
チャネル帯域（Δｆ）以内では完全に平坦な周波数特性
を実現できる。又（Ｄ）、 （１、（Ｆ５に示すように
、より大きなｍ（例えばｍ−４）に対しては１ｍΔｆ以
内であれば任意の帯域幅の信号をも処理する事ができる
。本発明は式（１７）の複素乗算のため回路規模が大き
くなりそうであるが実際には実用上重要なｍ＝２，４の
場合となり極性反転又は実・虚入れ換え動作なので実際
には乗算は不要である。
説明する。まずｍ＝２とする。この時ベースバンド帯の
サンプリング周波数は２Δｆなのでスペクトルは（Ａ）
に示すものとなる。従って、ＴＭＸの基本フィルタ特性
が（Ｂ）に示すように帯域幅Δｆを越えるものであって
もｍΔｆ、即ち２Δｆ以下であれば（Ｃ）に示すように
隣接チャネルへの干渉は生じない。それだけでなく（Ｂ
）に示すように、フィルタの周波数特性の急峻度が、緩
やかであってもよいので、ディジタルフィルタの回路規
模が低減される。それだけでなく、（Ｂ）に示す様に、
チャネル帯域（Δｆ）以内では完全に平坦な周波数特性
を実現できる。又（Ｄ）、 （１、（Ｆ５に示すように
、より大きなｍ（例えばｍ−４）に対しては１ｍΔｆ以
内であれば任意の帯域幅の信号をも処理する事ができる
。本発明は式（１７）の複素乗算のため回路規模が大き
くなりそうであるが実際には実用上重要なｍ＝２，４の
場合となり極性反転又は実・虚入れ換え動作なので実際
には乗算は不要である。
本発明により次の効果が得られる。
（１）Δｆよりも広い帯域幅の基本フィルタ特性を有す
るＴＭＸ型ＦＤＭ信号多重回路が実現できるので、ディ
ジタルフィルタの急峻度の条件が緩やかであり、フィル
タの回路規模が小さくて済む。
るＴＭＸ型ＦＤＭ信号多重回路が実現できるので、ディ
ジタルフィルタの急峻度の条件が緩やかであり、フィル
タの回路規模が小さくて済む。
（２）特に帯域内で、完全に平坦な周波数特性が実現可
能であり、透明なＦＤＭ信号伝送路の設置が可能となる
。
能であり、透明なＦＤＭ信号伝送路の設置が可能となる
。
（３）ｍΔｆ以下の任意の帯域幅の信号をＦＤＭ多重す
る事が可能であり、極めて柔軟な通信システムの構築が
可能となる。
る事が可能であり、極めて柔軟な通信システムの構築が
可能となる。
（４）以上の特長によりこれからの通信システムに広汎
に応用される事が期待できる。
に応用される事が期待できる。
第１図は本発明の一実施例によるＦＤＭ信号多重回路の
ブロック図である。 １−１〜１−Ｎｌｄサンプラ、２−１〜２−Ｎは複素乗
算器、３は乗数発生器、４はｍＮΔｆなる多重内挿クロ
ック発生器、５はＮ分周器、６，７はｍ分周器、８はＮ
点逆ＦＦＴ回路、９−１〜９−Ｎはディジタルサブフィ
ルタ、１０−１〜１０−ｍは空間／時間分割多重変換回
路（ｓ／ｐ変換器）、１１．１２は加算器、１３はＩＦ
コロ−ル発振器、１４はπ／２移相器、 １５．１６は
ミキサ、１７はＩＦ’合成器（ハイブリッド）である。 第２図は第１図の回路の周波数スペクトル動作を示す図
である。 第３図は従来のＴＭＸ型ＦＤＭ回路を示すブロック図で
ある。 １８はＮΔｆなる周波数の多重クロック発生器である。 第４図は第３図のＦＤＭ信号多重回路の周波数スペクト
ル動作を示す図である。
ブロック図である。 １−１〜１−Ｎｌｄサンプラ、２−１〜２−Ｎは複素乗
算器、３は乗数発生器、４はｍＮΔｆなる多重内挿クロ
ック発生器、５はＮ分周器、６，７はｍ分周器、８はＮ
点逆ＦＦＴ回路、９−１〜９−Ｎはディジタルサブフィ
ルタ、１０−１〜１０−ｍは空間／時間分割多重変換回
路（ｓ／ｐ変換器）、１１．１２は加算器、１３はＩＦ
コロ−ル発振器、１４はπ／２移相器、 １５．１６は
ミキサ、１７はＩＦ’合成器（ハイブリッド）である。 第２図は第１図の回路の周波数スペクトル動作を示す図
である。 第３図は従来のＴＭＸ型ＦＤＭ回路を示すブロック図で
ある。 １８はＮΔｆなる周波数の多重クロック発生器である。 第４図は第３図のＦＤＭ信号多重回路の周波数スペクト
ル動作を示す図である。
Claims (1)
- １、チャネル周波数間隔Δ＿ｆのＮチャネルのＦＤＭ多
重を行う回路において、上記Δ＿ｆのチャネルクロック
、及び上記チャネルクロックのｍ倍の周波数の内挿クロ
ック（ｍΔ＿ｆ）（但しｍはＮの因数）、及び前記チャ
ネルクロックのＮ倍の多重化クロック（ＮΔ＿ｆ）を発
生するタイミング源と；独立なＮ波の入力信号Ｘ＿ｋ（
ｋ＝０、１、２、…、Ｎ−１）を各々受けて前記タイミ
ング源より、内挿クロックを受けてｍΔ＿ｆなる速度で
標本化を行うＮ個のサンプラと；上記Ｎ個サンプラの出
力の各々に接続して、各出力と、到来順序ｕ（０、１、
２、…、ｍ−１、をくり返す）と、チャネル番号ｋに応
じたｅｘｐ（ｊ２πｋｕ／ｍ）なる乗数との乗算を行う
Ｎ個の複素乗算器と；上記乗算器の出力を受けてＮ点逆
ＦＦＴ演算を行うＦＦＴ回路と；上記ＦＦＴのＮ本の出
力に各々接続して所定のフィルタリングを行うＮ個のデ
ィジタルサブフィルタと；上記Ｎ個のサブフィルタに接
続し、外部から供給されるラッチパルスにより、前記Ｎ
本の入力信号をラッチし、上記ラッチしたＮ並列信号を
ＮΔ＿ｆなる速度の直列信号列に変換するｍ個の並／直
列変換器と；前記ｍ個の並／直列変換器の出力の総和を
とる加算器と；を有し、上記タイミング発生源は、ｍ個
の並／直列変換器に順次多重化クロック単位でＮ／ｍサ
ンプルずつ時間のシフトした前記ラッチパルス（各パル
スの周波数はΔ＿ｆ）を供給し、上記加算器の出力に於
て、ベースバンド帯のＦＤＭ多重信号を得る回路であっ
て、内挿クロックｍΔ＿ｆでサンプリング及び信号処理
を行う事によりΔ＿ｆよりも広い基本フィルタのＦＤＭ
動作が可能な事を特徴とするＦＤＭ信号多重回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4132887A JPS63209335A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | Ｆｄｍ信号多重回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4132887A JPS63209335A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | Ｆｄｍ信号多重回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63209335A true JPS63209335A (ja) | 1988-08-30 |
| JPH0519343B2 JPH0519343B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=12605450
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4132887A Granted JPS63209335A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | Ｆｄｍ信号多重回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63209335A (ja) |
-
1987
- 1987-02-26 JP JP4132887A patent/JPS63209335A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0519343B2 (ja) | 1993-03-16 |
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