JPH0519343B2 - - Google Patents
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- JPH0519343B2 JPH0519343B2 JP4132887A JP4132887A JPH0519343B2 JP H0519343 B2 JPH0519343 B2 JP H0519343B2 JP 4132887 A JP4132887 A JP 4132887A JP 4132887 A JP4132887 A JP 4132887A JP H0519343 B2 JPH0519343 B2 JP H0519343B2
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- fdm
- frequency
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 9
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は通信網に於て、広汎に用いられる
FDM（Frequency Division Multiple、周波数分
割多重）信号多重をデイジタル信号処理によつて
行うトランスマルチプレクサ（Transmulti−
plexer、以下TMXと略記する）に関する。
FDM（Frequency Division Multiple、周波数分
割多重）信号多重をデイジタル信号処理によつて
行うトランスマルチプレクサ（Transmulti−
plexer、以下TMXと略記する）に関する。
TMX技術はデイジタル信号処理によつて、全
チヤネルとも完全に特性の揃つたフイルタによつ
て、FDM信号多重ができる事、及びFFTの使用
により所要演算量を大幅に低減でき、更にLSI化
によつて装置の小型軽量化、低消費電力化ができ
る等の優れた長所を持つている。従来のTMX型
FDM信号多重回路を第３図に示す。１−１〜１
−Ｎはサンプラ、８はＮ点逆FFT回路、１８は
周波数NΔfの多重化クロツク発振器、５はＮ分
周器、９−１〜９−Ｎはデイジタルサブフイル
タ、１０は空間／時間分割多重変換回路即ち並
列／直列（Ｐ／Ｓ）変換器である。１３はIF帯
ローカル発振器、１４はπ／２移相器、１５，１
６はミキサ、１７はハイブリツト合成器である。
チヤネルとも完全に特性の揃つたフイルタによつ
て、FDM信号多重ができる事、及びFFTの使用
により所要演算量を大幅に低減でき、更にLSI化
によつて装置の小型軽量化、低消費電力化ができ
る等の優れた長所を持つている。従来のTMX型
FDM信号多重回路を第３図に示す。１−１〜１
−Ｎはサンプラ、８はＮ点逆FFT回路、１８は
周波数NΔfの多重化クロツク発振器、５はＮ分
周器、９−１〜９−Ｎはデイジタルサブフイル
タ、１０は空間／時間分割多重変換回路即ち並
列／直列（Ｐ／Ｓ）変換器である。１３はIF帯
ローカル発振器、１４はπ／２移相器、１５，１
６はミキサ、１７はハイブリツト合成器である。
第４図に従来のTMXの周波数動作を示す。
第３図及び第４図によつてTMXの基本動作を
説明する。まずTMXの基本フイルタは Ｇ(Z)＝L-1 〓l=0 glZ-l (1) で与えられ、その周波数特性は、第４図のＢのよ
うに帯域幅Δf、サンプル周波数NΔfのデイジタ
ルLPFである。ここで Ｚ＝exp（jωT） (2) Ｔ＝１／（N.Δf） (3) である。即ち、Ｔは多重化クロツクの一周期であ
る。他方、サンプラ１−１〜１−Ｎの出力信号の
サンプル速度は、Δf＝NTであるので、その周波
数特性は、第４図Ａの如く、Δfでくり返すもの
となる。故にサンプラ入力信号の周波数帯域幅は
Δfよりも小さくなくてはならない。ここで基本
フイルタを、Ｎ個のサブフイルタに分割構成す
る。即ち、 Ｇ(Z)＝N-1 〓i=0 Z-iGi（ZN） (4) 但し、サブフイルタは Gi（ZN）＝L/N-1 〓l=0 glN+i（ZN）-l (5) 即ち、基本フイルタのタツプをＮ個毎に選択す
る事により得られるフイルタである。
説明する。まずTMXの基本フイルタは Ｇ(Z)＝L-1 〓l=0 glZ-l (1) で与えられ、その周波数特性は、第４図のＢのよ
うに帯域幅Δf、サンプル周波数NΔfのデイジタ
ルLPFである。ここで Ｚ＝exp（jωT） (2) Ｔ＝１／（N.Δf） (3) である。即ち、Ｔは多重化クロツクの一周期であ
る。他方、サンプラ１−１〜１−Ｎの出力信号の
サンプル速度は、Δf＝NTであるので、その周波
数特性は、第４図Ａの如く、Δfでくり返すもの
となる。故にサンプラ入力信号の周波数帯域幅は
Δfよりも小さくなくてはならない。ここで基本
フイルタを、Ｎ個のサブフイルタに分割構成す
る。即ち、 Ｇ(Z)＝N-1 〓i=0 Z-iGi（ZN） (4) 但し、サブフイルタは Gi（ZN）＝L/N-1 〓l=0 glN+i（ZN）-l (5) 即ち、基本フイルタのタツプをＮ個毎に選択す
る事により得られるフイルタである。
ここで第ｋチヤネルの入力を上の基本LPFに
通した場合の信号出力は Ｇ(Z)・Xk（ZN）＝N-1 〓i=0 Z-iGi（ZN）・Xk（ZN） (6) と表せる。
通した場合の信号出力は Ｇ(Z)・Xk（ZN）＝N-1 〓i=0 Z-iGi（ZN）・Xk（ZN） (6) と表せる。
ここで上のLPF出力の中心周波数を
ωk＝ｋ・Δω＝ｋ・2πΔf (7)
に周波数変換すると
Ｚ→e-j2〓/NkＺ＝WkＺ (8)
Ｗ＝e-j2〓/N (9)
なる周波数変換によつて、
Ｇ（WkＺ）Xk（WNk・Ｚ）＝N-1
〓i=0
W-kiZ-iGi（ZN）XK（ZN） (10)
が得られる。
式(10)によつて得られるFDM信号を多重すると
Ｙ(Z)＝N-1
〓k=0
Ｇ（WkＺ）Xk（WkN・ZN＝N-1
〓i=0
ZiYi（ZN））
(11)
となり第３図の回路構成となる。
従来のTMXはFFTの使用によつて大幅に演算
量の低減が可能であるという長所を有する反面、
信号のサンプリングをチヤネクルロツクΔfで行
うために、他チヤネルに干渉を及ぼさない為に
は、第４図Ｂに示すように基本フイルタ特性が
Δf以内に限られるという条件が本質的である。
もしも同図ＤのようにΔfよりも広い基本フイル
タを用いると、Ｅに斜線で示す様に他チヤネルに
干渉を与える。従つて、チヤネル帯域内で完全に
平坦な周波数特性のTMXを実現する事は不可能
である。しかし伝送路としてはできる限り平坦な
周波数特性を持つのが望ましく、そのためには急
峻なフイルタ特性が必要でありフイルタの実現が
困難になる。又、Δfよりも広い帯域幅の信号を
処理する事は不可能である。
量の低減が可能であるという長所を有する反面、
信号のサンプリングをチヤネクルロツクΔfで行
うために、他チヤネルに干渉を及ぼさない為に
は、第４図Ｂに示すように基本フイルタ特性が
Δf以内に限られるという条件が本質的である。
もしも同図ＤのようにΔfよりも広い基本フイル
タを用いると、Ｅに斜線で示す様に他チヤネルに
干渉を与える。従つて、チヤネル帯域内で完全に
平坦な周波数特性のTMXを実現する事は不可能
である。しかし伝送路としてはできる限り平坦な
周波数特性を持つのが望ましく、そのためには急
峻なフイルタ特性が必要でありフイルタの実現が
困難になる。又、Δfよりも広い帯域幅の信号を
処理する事は不可能である。
本発明の目的は、上述の従来のTMXの欠点を
克服し、Δfよりも広い周波数特性を有する基本
フイルタを用いる事ができ、帯域内で完全に平坦
な周波数特性を持ち、又Δfよりも大きい帯域幅
を持つ信号をも処理できるFDM信号多重回路を
提供することにある。
克服し、Δfよりも広い周波数特性を有する基本
フイルタを用いる事ができ、帯域内で完全に平坦
な周波数特性を持ち、又Δfよりも大きい帯域幅
を持つ信号をも処理できるFDM信号多重回路を
提供することにある。
本発明によれば、チヤネル周波数間隔Δfのチ
ヤネルのFDM多重を行う回路において、上記Δf
のＮチヤネルクロツク、及び上記チヤネルクロツ
クのｍ倍の周波数の内挿クロツク（mΔf）（但し
ｍはＮの因数）、及び前記チヤネルクロツクのＮ
倍の多重化クロツク（NΔf）を発生するタイミ
ング源と；独立なＮ波の入力信号Xk（ｋ＝０，
１，２，…，Ｎ−１）を各々受けて前記タイミン
グ源より、内挿クロツクを受けてmΔfとなる速
度で標本化を行うＮ個のサンプラと；上記Ｎ個サ
ンプラの出力の各々に接続して、各出力と、到来
順序ｕ（０，１，２，…，ｍ−１、をくり返す）
と、チヤネル番号ｋに応じたexp（j2πku／ｍ）な
る乗数との乗算を行うＮ個の複素乗算器と；上記
乗算器の出力を受けてＮ点逆FFT演算を行う
FFT回路と；上記FFTのＮ本の出力に各々接続
して所定のフイルタリングを行うＮ個のデイジタ
ルサブフイルタと；上記Ｎ個のサブフイルタに接
続し、外部から供給されるラツチパルスにより、
前記Ｎ本の入力信号をラツチし、上記ラツチした
Ｎ並列信号をNΔfなる速度の直列信号列に変換
するｍ個の並／直列変換器と；前記ｍ個の並／直
列変換器の出力の総和をとる加算器と；を有し、
上記タイミング発生源は、ｍ個の並／直列変換器
に順次多重化クロツク単位でＮ／ｍサンプルずつ
時間のシフトした前記ラツチパルス（各パルスの
周波数はΔf）を供給し、上記加算器の出力に於
て、ベースバンド帯のFDM多重信号を得る回路
であつて、内挿クロツクmΔfでサンプリング及
び信号処理を行う事によりΔfよりも広い基本フ
イルタのFDM動作が可能な事を特徴とするFDM
信号多重回路が得られる。
ヤネルのFDM多重を行う回路において、上記Δf
のＮチヤネルクロツク、及び上記チヤネルクロツ
クのｍ倍の周波数の内挿クロツク（mΔf）（但し
ｍはＮの因数）、及び前記チヤネルクロツクのＮ
倍の多重化クロツク（NΔf）を発生するタイミ
ング源と；独立なＮ波の入力信号Xk（ｋ＝０，
１，２，…，Ｎ−１）を各々受けて前記タイミン
グ源より、内挿クロツクを受けてmΔfとなる速
度で標本化を行うＮ個のサンプラと；上記Ｎ個サ
ンプラの出力の各々に接続して、各出力と、到来
順序ｕ（０，１，２，…，ｍ−１、をくり返す）
と、チヤネル番号ｋに応じたexp（j2πku／ｍ）な
る乗数との乗算を行うＮ個の複素乗算器と；上記
乗算器の出力を受けてＮ点逆FFT演算を行う
FFT回路と；上記FFTのＮ本の出力に各々接続
して所定のフイルタリングを行うＮ個のデイジタ
ルサブフイルタと；上記Ｎ個のサブフイルタに接
続し、外部から供給されるラツチパルスにより、
前記Ｎ本の入力信号をラツチし、上記ラツチした
Ｎ並列信号をNΔfなる速度の直列信号列に変換
するｍ個の並／直列変換器と；前記ｍ個の並／直
列変換器の出力の総和をとる加算器と；を有し、
上記タイミング発生源は、ｍ個の並／直列変換器
に順次多重化クロツク単位でＮ／ｍサンプルずつ
時間のシフトした前記ラツチパルス（各パルスの
周波数はΔf）を供給し、上記加算器の出力に於
て、ベースバンド帯のFDM多重信号を得る回路
であつて、内挿クロツクmΔfでサンプリング及
び信号処理を行う事によりΔfよりも広い基本フ
イルタのFDM動作が可能な事を特徴とするFDM
信号多重回路が得られる。
本発明の一実施例によるTMX型FDM信号多
重回路を第１図に、示す。４はｍ・ｎ・Δfなる
周波数内挿多重クロツク発生器である。５はＮ分
周器、６，７は、ｍ分周器である。
重回路を第１図に、示す。４はｍ・ｎ・Δfなる
周波数内挿多重クロツク発生器である。５はＮ分
周器、６，７は、ｍ分周器である。
本発明の本質は、サンプラ１−１に於けるサン
プリングクロツク周波数が従来回路のｍ倍、即
ち、ｍ・Δfなる事である。
プリングクロツク周波数が従来回路のｍ倍、即
ち、ｍ・Δfなる事である。
故に入力信号は
Xk（Zm/N）＝
〓n
xk(Z)・（ZN/m）-n＝m-1
〓u=0
Z-N/n u・Xku（ZN） (13)
と表わせる。但し
Xku（ZN）＝
〓n
xk（nm＋ｕ）（ZN）-n (14)
である。
ここでXk〓は第ｋ信号入力の第ｎ番目のサン
プル（ｎ＝−∞〜＋∞）である。
プル（ｎ＝−∞〜＋∞）である。
入力信号を基本フイルタに通した出力は
Ｇ(Z)・Xk（ZN/m）＝N-1
〓i=0n-1
〓u=0
Z-(i+N/mu）Gi（ZN）・Xku（ZN） (15)
となる。これを周波数ωkに周波数変換すれば、
Ｇ（WkＺ）Xk｛（WkＺ）N/m｝＝N-1
〓
〓i=0 n-1
〓u=0Z-(Zi+N/mu）Gi（N）W-kiej2〓/m kuXku（Z
N）(16) となる。式(16)をｋについて総和する事により、
FDM多重信号は、 となり第１図に示す回路構成になる。
N）(16) となる。式(16)をｋについて総和する事により、
FDM多重信号は、 となり第１図に示す回路構成になる。
第１図のFDM多重回路の周波数動作を第２図
に従つて説明する。まずｍ＝２とする。この時ベ
ースバンド帯のサンプリング周波数は2Δfなので
ペクトルはＡに示すものである。従つて、TMX
の基本フイルタ特性がＢに示すように帯域幅Δf
を越えるものであつてもmΔf、即ち2Δf以下であ
ればＣに示すように隣接チヤネルへの干渉は生じ
ない。それだけでなくＢに示すように、フイルタ
の周波数特性の急峻度が、緩やかであつてもよい
ので、デイジタルフイルタの回路規模が低減され
る。それだけでなく、Ｂに示す様に、チヤネル帯
域（Δf）以内では完全に平坦な周波数特性を実
現できる。又Ｄ，Ｅ，Ｆに示すように、より大き
なｍ（例えばｍ＝４）に対しては、mΔf以内であ
れば任意の帯域幅の信号をも処理する事ができ
る。本発明は式(17)の複素乗算のため回路規模が大
きくなりそうであるが実際には実用上重要なｍ＝
２，４の場合 Ｙ(Z)＝N-1 〓i=0 1 〓u=0 Z-(i+N/2 u)Gi（ZN）N-1 〓k=0 W-ki（−１）kuXku（ZN） (18) Ｇ(Z)＝N-1 〓i=0 3 〓u=0 Z-(i+N/4u)Gi（ZN）N-1 〓k=0 W-kijkuXku（ZN） (19) となり極性反転又は実・虚入れ換え動作なので実
際には乗算は不要である。
に従つて説明する。まずｍ＝２とする。この時ベ
ースバンド帯のサンプリング周波数は2Δfなので
ペクトルはＡに示すものである。従つて、TMX
の基本フイルタ特性がＢに示すように帯域幅Δf
を越えるものであつてもmΔf、即ち2Δf以下であ
ればＣに示すように隣接チヤネルへの干渉は生じ
ない。それだけでなくＢに示すように、フイルタ
の周波数特性の急峻度が、緩やかであつてもよい
ので、デイジタルフイルタの回路規模が低減され
る。それだけでなく、Ｂに示す様に、チヤネル帯
域（Δf）以内では完全に平坦な周波数特性を実
現できる。又Ｄ，Ｅ，Ｆに示すように、より大き
なｍ（例えばｍ＝４）に対しては、mΔf以内であ
れば任意の帯域幅の信号をも処理する事ができ
る。本発明は式(17)の複素乗算のため回路規模が大
きくなりそうであるが実際には実用上重要なｍ＝
２，４の場合 Ｙ(Z)＝N-1 〓i=0 1 〓u=0 Z-(i+N/2 u)Gi（ZN）N-1 〓k=0 W-ki（−１）kuXku（ZN） (18) Ｇ(Z)＝N-1 〓i=0 3 〓u=0 Z-(i+N/4u)Gi（ZN）N-1 〓k=0 W-kijkuXku（ZN） (19) となり極性反転又は実・虚入れ換え動作なので実
際には乗算は不要である。
本発明により次の効果が得られる。
(1) Δfよりも広い帯域幅の基本フイルタ特性を
有するTMX型FDM信号多重回路が実現でき
るので、デイジタルフイルタの急峻度の条件が
緩やかであり、フイルタの回路規模が小さくて
済む。
有するTMX型FDM信号多重回路が実現でき
るので、デイジタルフイルタの急峻度の条件が
緩やかであり、フイルタの回路規模が小さくて
済む。
(2) 特に帯域内で、完全に平坦な周波数特性が実
現可能であり、透明なFDM信号伝送路の設置
が可能となる。
現可能であり、透明なFDM信号伝送路の設置
が可能となる。
(3) mΔf以下の任意の帯域幅の信号をFDM多重
する事が可能であり、極めて柔軟な通信システ
ムの構築が可能となる。
する事が可能であり、極めて柔軟な通信システ
ムの構築が可能となる。
(4) 以上の特長によりこれからの通信システムに
広汎に応用される事が期待できる。
広汎に応用される事が期待できる。
第１図は本発明の一実施例によるFDM信号多
重回路のブロツク図である。 １−１〜１−Ｎはサンプラ、２−１〜２−Ｎは
複素乗算器、３は乗数発生器、４はmΔfなる多
重内挿クロツク発生器、５はＮ分周器、６，７は
ｍ分周器、８はＮ点逆FFT回路、９−１〜９−
Ｎはデイジタルサブフイルタ、１０−１〜１０−
ｍは空間／時間分割多重変換回路（Ｓ／Ｐ変換
器）、１１，１２は加算器、１３はIFローカル発
振器、１４はπ／２移相器、１５，１６はミキ
サ、１７はIF合成器（ハイブリツド）である。
第２図は第１図の回路の周波数スペクトル動作を
示す図である。第３図は従来のTMX型FDM回
路を示すブロツク図である。１８はNΔfなる周
波数の多重クロツク発生器である。第４図は第３
図のFDM信号多重回路を周波数スペクトル動作
を示す図である。
重回路のブロツク図である。 １−１〜１−Ｎはサンプラ、２−１〜２−Ｎは
複素乗算器、３は乗数発生器、４はmΔfなる多
重内挿クロツク発生器、５はＮ分周器、６，７は
ｍ分周器、８はＮ点逆FFT回路、９−１〜９−
Ｎはデイジタルサブフイルタ、１０−１〜１０−
ｍは空間／時間分割多重変換回路（Ｓ／Ｐ変換
器）、１１，１２は加算器、１３はIFローカル発
振器、１４はπ／２移相器、１５，１６はミキ
サ、１７はIF合成器（ハイブリツド）である。
第２図は第１図の回路の周波数スペクトル動作を
示す図である。第３図は従来のTMX型FDM回
路を示すブロツク図である。１８はNΔfなる周
波数の多重クロツク発生器である。第４図は第３
図のFDM信号多重回路を周波数スペクトル動作
を示す図である。
Claims (1)
- １ チヤネル周波数間隔ΔfのＮチヤネルのFDM
多重を行う回路において、上記Δfのチヤネルク
ロツク、及び上記チヤネルクロツクのｍ倍の周波
数の内挿クロツク（mΔf）（但しｍはＮの因数）、
及び前記チヤネルクロツクのＮ倍の多重化クロツ
ク（NΔf）を発生するタイミング源と；独立な
Ｎ波の入力信号Xk（ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−
１）を各々受けて前記タイミング源より、内挿ク
ロツクを受けてmΔfとなる速度で標本化を行う
Ｎ個のサンプラと；上記Ｎ個サンプラの出力の
各々に接続して、各出力と、到来順序ｕ（０，１，
２，…，ｍ−１，をくり返す）と、チヤネル番号
ｋに応じたexp（j2πku／ｍ）なる乗数との乗算を
行うＮ個の複素乗算器と；上記乗算器の出力を受
けてＮ点逆FFT演算を行うFFT回路と；上記
FFTのＮ本の出力に各々接続して所定のフイル
タリングを行うＮ個のデイジタルサブフイルタ
と；上記Ｎ個のサブフイルタに接続し、外部から
供給されるラツチパルスにより、前記Ｎ本の入力
信号をラツチし、上記ラツチしたＮ並列信号を
NΔfなる速度の直列信号列に変換するｍ個の
並／直列変換器と；前記ｍ個の並／直列変換器の
出力の総和をとる加算器と；を有し、上記タイミ
ング発生源は、ｍ個の並／直列変換器に順次多重
化クロツク単位でＮ／ｍサンプルずつ時間のシフ
トした前記ラツチパルス（各パルスの周波数は
Δf）を供給し、上記加算器の出力に於て、ベー
スバンド帯のFDM多重信号を得る回路にあつて、
内挿クロツクmΔfでサンプリング及び信号処理
を行う事によりΔfよりも広い基本フイルタの
FDM動作が可能な事を特徴とするFDM信号多重
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4132887A JPS63209335A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | Ｆｄｍ信号多重回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4132887A JPS63209335A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | Ｆｄｍ信号多重回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63209335A JPS63209335A (ja) | 1988-08-30 |
| JPH0519343B2 true JPH0519343B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=12605450
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4132887A Granted JPS63209335A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | Ｆｄｍ信号多重回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63209335A (ja) |
-
1987
- 1987-02-26 JP JP4132887A patent/JPS63209335A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63209335A (ja) | 1988-08-30 |
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