JPS632445A - ４相ｐｓｋ復調装置 - Google Patents
４相ｐｓｋ復調装置Info
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- JPS632445A JPS632445A JP61144786A JP14478686A JPS632445A JP S632445 A JPS632445 A JP S632445A JP 61144786 A JP61144786 A JP 61144786A JP 14478686 A JP14478686 A JP 14478686A JP S632445 A JPS632445 A JP S632445A
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 10
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、通信・放送などの分野において、マイクロ波
周波数帯の４相ＰＳＫ変調信号を復調する同期型復調装
置に関する。
周波数帯の４相ＰＳＫ変調信号を復調する同期型復調装
置に関する。
マイクロ波周波数帯の衛星放送の信号伝送系においては
、音声信号・映像信号を時分割多重して伝送する。音声
信号の伝送は占有帯域幅および伝送効率の面ですぐれた
４相ＰＳＫ変調方式が用いられている。４相ＰＳＫ変調
信号の復調は、人力された４相ＰＳＫ変調信号から搬送
波信号を再生し、この再生搬送波信号を用い入力の変調
信号を復調する同期型復調方式が主に用いられている。
、音声信号・映像信号を時分割多重して伝送する。音声
信号の伝送は占有帯域幅および伝送効率の面ですぐれた
４相ＰＳＫ変調方式が用いられている。４相ＰＳＫ変調
信号の復調は、人力された４相ＰＳＫ変調信号から搬送
波信号を再生し、この再生搬送波信号を用い入力の変調
信号を復調する同期型復調方式が主に用いられている。
この搬送波信号を再生する方式としては、入力殿送波信
号の周波数が高い場合（たとえば衛星放送では１４０
Ｍｌｌｚ）には逆変調方式が有利である。
号の周波数が高い場合（たとえば衛星放送では１４０
Ｍｌｌｚ）には逆変調方式が有利である。
以下、逆変調方式による４相ＰＳＫ′４ｓＬ調装置につ
いて、第５図を参照して説明する。この復調装置は大別
して、直交位相復調部３０と再変調回路４１、位相回路
４２を含む搬送波再生部４０とからなっている。入力さ
れた４相ＰＳＫ変調信号ａは、直交位相復調部３０にお
いて、搬送波再生部４０により再生された基準搬送波信
号ｇにより復調される。変調信号ａは２分岐され、乗算
器１１゜１２で、基準搬送波信号ｇ、基準搬送波信号ｇ
を一π／２移相器１３で９０″だけずらした信号りとそ
れぞれ乗算し、復調信号以外の不要成分は低域通過フィ
ルタ１４．１５で除去し、さらにリミッタ１６．１７に
よって復調データｂ、ｃを得る。ｂ、ｃは対になったデ
ィジタル信号であって、復調装置の出力として出力する
とともに、搬送波再生部４０の再変調回路４１に入力す
る。再変調回路４１では、入力変調信号ａを直交位相復
調部３０で生ずる遅延だけ遅延回路１８で遅らせた信号
ｄ、倍信号と９０″位相差の信号ｅとそれぞれ乗算器１
９．２０で乗算して加算器２２で合成し、搬送波信号ｆ
を再生する。この信号ｆは他の周波数成分を含むので、
次の位相回路４２において、帯域通過フィルタ２３を介
してから、リミッタ２４で一定振幅とする。この−定振
幅の搬送波信号は手動移相器２５で、位相調整をなし、
入力変調信号ａに対して一定の位相を有する再生基準搬
送波信号ｇとして直交位相復調部２０９に伝達される。
いて、第５図を参照して説明する。この復調装置は大別
して、直交位相復調部３０と再変調回路４１、位相回路
４２を含む搬送波再生部４０とからなっている。入力さ
れた４相ＰＳＫ変調信号ａは、直交位相復調部３０にお
いて、搬送波再生部４０により再生された基準搬送波信
号ｇにより復調される。変調信号ａは２分岐され、乗算
器１１゜１２で、基準搬送波信号ｇ、基準搬送波信号ｇ
を一π／２移相器１３で９０″だけずらした信号りとそ
れぞれ乗算し、復調信号以外の不要成分は低域通過フィ
ルタ１４．１５で除去し、さらにリミッタ１６．１７に
よって復調データｂ、ｃを得る。ｂ、ｃは対になったデ
ィジタル信号であって、復調装置の出力として出力する
とともに、搬送波再生部４０の再変調回路４１に入力す
る。再変調回路４１では、入力変調信号ａを直交位相復
調部３０で生ずる遅延だけ遅延回路１８で遅らせた信号
ｄ、倍信号と９０″位相差の信号ｅとそれぞれ乗算器１
９．２０で乗算して加算器２２で合成し、搬送波信号ｆ
を再生する。この信号ｆは他の周波数成分を含むので、
次の位相回路４２において、帯域通過フィルタ２３を介
してから、リミッタ２４で一定振幅とする。この−定振
幅の搬送波信号は手動移相器２５で、位相調整をなし、
入力変調信号ａに対して一定の位相を有する再生基準搬
送波信号ｇとして直交位相復調部２０９に伝達される。
復調装置に入力する４相ＰＳＫ変調信号は、マイクロ波
通信においては、数段の周波数変換を経たＩＦ倍信号あ
り、局部発振器の周波数変動により、周波数変動が避け
られない。そのため前述の搬送波再生部の帯域通過フィ
ルタ２３において位相が変動するため、初期に機器調整
として手動移相器２５で位相調整を行なっていても、再
生基準搬送波信号の位相が定まらなくなる。
通信においては、数段の周波数変換を経たＩＦ倍信号あ
り、局部発振器の周波数変動により、周波数変動が避け
られない。そのため前述の搬送波再生部の帯域通過フィ
ルタ２３において位相が変動するため、初期に機器調整
として手動移相器２５で位相調整を行なっていても、再
生基準搬送波信号の位相が定まらなくなる。
この対策としては、特願昭６０−１４９３３６号（本発
明者が発明者の一人である）において、再変調回路の出
力を低い周波数に変換し、その低周波信号が常に帯域通
過フィルタの中心周波数になるようにして、再びもとの
周波数に変換するＡＦＣ回路を提示している。
明者が発明者の一人である）において、再変調回路の出
力を低い周波数に変換し、その低周波信号が常に帯域通
過フィルタの中心周波数になるようにして、再びもとの
周波数に変換するＡＦＣ回路を提示している。
上記方法は、精密な位相追尾が得られ、対策としてすぐ
れているが、回路規模が大きくなるという問題点がある
。本発明の目的は、上記事情に鑑み、変調信号の周波数
変動が少ない場合において、比較的筒車な方法で、再生
搬送波信号の位相変動を実用上差しつかえない程度に補
償する復調装置を提供することにある。
れているが、回路規模が大きくなるという問題点がある
。本発明の目的は、上記事情に鑑み、変調信号の周波数
変動が少ない場合において、比較的筒車な方法で、再生
搬送波信号の位相変動を実用上差しつかえない程度に補
償する復調装置を提供することにある。
本発明の対象とする４相ＰＳＫ復調装置は、前述したよ
うに、人力信号である４相ＰＳＫ変調信号を、再生基準
搬送波信号を用いて復調する直交位相復調部と、復調さ
れた受信ディジタル信号によって、前記入力信号を再変
調し、前記再生基準搬送波信号を発生する搬送波再生部
とからなる逆変調方式の４相ＰＳＫ復調装置である。
うに、人力信号である４相ＰＳＫ変調信号を、再生基準
搬送波信号を用いて復調する直交位相復調部と、復調さ
れた受信ディジタル信号によって、前記入力信号を再変
調し、前記再生基準搬送波信号を発生する搬送波再生部
とからなる逆変調方式の４相ＰＳＫ復調装置である。
本発明においては、前記搬送波再生部に、その再変調回
路で再生された搬送波信号の位相を制御電圧によって推
移させ再生基準搬送波信号とする移相回路を設けるとと
もに、前記直交位相復調部の２分岐路にある低域通過フ
ィルタの各出力をサンプルする１対のサンプリングホー
ルド回路と。
路で再生された搬送波信号の位相を制御電圧によって推
移させ再生基準搬送波信号とする移相回路を設けるとと
もに、前記直交位相復調部の２分岐路にある低域通過フ
ィルタの各出力をサンプルする１対のサンプリングホー
ルド回路と。
復調した一定の受信ディジタル信号に対して、前記サン
プリングホールド回路のサンプリング信号を発生するゲ
ート回路と、前記サンプリングホールド回路の出力の差
分信号を前記搬送波再生部の移相回路の制御電圧に重畳
する手段とを設け、入力信号の周波数変動に対し、再生
基準搬送波信号の位相自動調整を行なうようにしている
。
プリングホールド回路のサンプリング信号を発生するゲ
ート回路と、前記サンプリングホールド回路の出力の差
分信号を前記搬送波再生部の移相回路の制御電圧に重畳
する手段とを設け、入力信号の周波数変動に対し、再生
基準搬送波信号の位相自動調整を行なうようにしている
。
４相ＰＳＫ変調信号Ｓ （ｔ）は
Ｓ （ｔ ） ＝ Ａ 、ｃｏｓ（Ｗｃｔ＋Φ）（１）
＝ ａ 、１ｃｏｓ ＷＣＬ＋ ｂ １ｌｓｔｎ Ｗｃ
ｔ （２１と表わされ、直交する２成分になり、デ
ィジタル信号に該当する各成分の係数は、位相Φにより
きまる。４相ＰＳＫでは位相を４分割し、各相に（ａｎ
、ｂｎ）を割りあてる。したがってＳ （ｔ）の位相遷
移図は第２図のようになる。ここで括弧内は（ａｎ、ｂ
ｎ）を示し、簡単のためｌａ、ｌ。
＝ ａ 、１ｃｏｓ ＷＣＬ＋ ｂ １ｌｓｔｎ Ｗｃ
ｔ （２１と表わされ、直交する２成分になり、デ
ィジタル信号に該当する各成分の係数は、位相Φにより
きまる。４相ＰＳＫでは位相を４分割し、各相に（ａｎ
、ｂｎ）を割りあてる。したがってＳ （ｔ）の位相遷
移図は第２図のようになる。ここで括弧内は（ａｎ、ｂ
ｎ）を示し、簡単のためｌａ、ｌ。
ｌｂ、ｌは１とする。
次にΦと（ａｎ、ｂｎ）の対応を示す。
ａ、 ｂ、ｌ Ｓ （ｔ）
１ １ Ａ＋ｃｏｓ（Ｗｃｔ−π／４）−１１
Ａ ＋ｃｏｓ（Ｗｃｔ −３π／４）−１−Ｌ Ａ
＋ｃｏｓ（Ｗｃｔ −５π／４） （３）１
− Ｉ Ａ 、ｃｏｓ（Ｗｅｔ −７π／４）逆変
調方式では、第３図に示すように、再生基準搬送波信号
で、直交位相復調を行なう。この回路は第５図に示すも
のと同一で符号を同一としている。Ａ、Ｂ、・−、Ｆは
図示の各点を示す。各点の信号は次の如くなる。
Ａ ＋ｃｏｓ（Ｗｃｔ −３π／４）−１−Ｌ Ａ
＋ｃｏｓ（Ｗｃｔ −５π／４） （３）１
− Ｉ Ａ 、ｃｏｓ（Ｗｅｔ −７π／４）逆変
調方式では、第３図に示すように、再生基準搬送波信号
で、直交位相復調を行なう。この回路は第５図に示すも
のと同一で符号を同一としている。Ａ、Ｂ、・−、Ｆは
図示の各点を示す。各点の信号は次の如くなる。
Ａ ： Ａｌｃｏｓ（ＷＣｔ＋Φ） °Ａｚｃｏｓ
ＷｃｔＢ ： Ａ＋ｃｏｓ（Ｗｃｔ＋Φ） ・Ａ゛
ｚｓｉｎＷｃｔＣ： Ａ、ｃｏｓΦ Ｄ ： −Ａ、ｓｉｎΦ Ａ、はＡ＋、Ａｚおよび低域通過フィルタ１４゜１５の
特性によりきまる。Ｃ，Ｄ点の信号はリミッタ１６．１
７で１または−１として出力されるので、各位相につき
、各点の値は次のような値になる。
ＷｃｔＢ ： Ａ＋ｃｏｓ（Ｗｃｔ＋Φ） ・Ａ゛
ｚｓｉｎＷｃｔＣ： Ａ、ｃｏｓΦ Ｄ ： −Ａ、ｓｉｎΦ Ａ、はＡ＋、Ａｚおよび低域通過フィルタ１４゜１５の
特性によりきまる。Ｃ，Ｄ点の信号はリミッタ１６．１
７で１または−１として出力されるので、各位相につき
、各点の値は次のような値になる。
Φ ０点 Ｄ点 Ｅ点 Ｆ点−π／４
Ａ４ Ａ４ １ １−３／４π −
Ａ４Ａ４−１１ 一５／４π −Ａ ａ Ａ ４ １ １−
７／４π Ａ ａ Ａ ａ １ １こ
こでＡ、＝Ａ３／〜９である。
Ａ４ Ａ４ １ １−３／４π −
Ａ４Ａ４−１１ 一５／４π −Ａ ａ Ａ ４ １ １−
７／４π Ａ ａ Ａ ａ １ １こ
こでＡ、＝Ａ３／〜９である。
いま、再生基準搬送波信号の位相がθだけ変位し、Ａ、
ｃｏｓ（Ｗｃｔ＋θ）になったとすると、０点。
ｃｏｓ（Ｗｃｔ＋θ）になったとすると、０点。
Ｄ点の値はＡ、ｃｏｓ（Φ−〇） 、 −Ａ、ｓｉｎ
（Φ−θ）となる。
（Φ−θ）となる。
θが士への微小位相変位であって、Φ＝−π／４、すな
わちＳ （ｔ ） ＝ Ａ ＋ｃｏｓ（Ｗｃｔ −ｒｃ
／ ４ ）の変調波信号を復調した場合、各点の信号
値は０点 Ｄ点 Ｅ点 Ｆ点 θ＝＋△ Ａ ａ ＜ Ａａ ＞ １ １
θ＝−△ Ａ ａ ＞ Ａ ４ ＜ １
１の関係になる。なおＡ４＞はＡ、より小、Ａ４〈はＡ
４より大であることを示す。０点、Ｄ点の大小関係は第
４図で直ちにわかる。０点、Ｄ点の信号値の変化は逆方
向であってその差は変位が小さい限り、θに比例し、そ
の正、負はθの正、負に関係する。Ｅ点・Ｆ点の信号値
はθが小さいかぎり変動しない。
わちＳ （ｔ ） ＝ Ａ ＋ｃｏｓ（Ｗｃｔ −ｒｃ
／ ４ ）の変調波信号を復調した場合、各点の信号
値は０点 Ｄ点 Ｅ点 Ｆ点 θ＝＋△ Ａ ａ ＜ Ａａ ＞ １ １
θ＝−△ Ａ ａ ＞ Ａ ４ ＜ １
１の関係になる。なおＡ４＞はＡ、より小、Ａ４〈はＡ
４より大であることを示す。０点、Ｄ点の大小関係は第
４図で直ちにわかる。０点、Ｄ点の信号値の変化は逆方
向であってその差は変位が小さい限り、θに比例し、そ
の正、負はθの正、負に関係する。Ｅ点・Ｆ点の信号値
はθが小さいかぎり変動しない。
本発明では上記のθの変位に対する０点、Ｄ点間の振幅
値の差を検出し、その電圧差を利用して位相回路中の電
圧制御移相器の制御電圧に重畳することで、再生搬送波
信号の位相を進め、または遅らせることで、自動的に位
相制御を行ない、再生基準位相信号とする。
値の差を検出し、その電圧差を利用して位相回路中の電
圧制御移相器の制御電圧に重畳することで、再生搬送波
信号の位相を進め、または遅らせることで、自動的に位
相制御を行ない、再生基準位相信号とする。
０点・Ｄ点の振幅値の差を検知するために、先ず０点・
Ｄ点の信号をサブリングするが、そのためのサンプリン
グ信号は、Ｅ点・Ｆ点がともに“１”になったときにゲ
ート回路で発生させる。
Ｄ点の信号をサブリングするが、そのためのサンプリン
グ信号は、Ｅ点・Ｆ点がともに“１”になったときにゲ
ート回路で発生させる。
ところで、上記に示したθ＝±△に対する振幅値の変動
（つまり、０点・Ｄ点が逆方向に振幅が変動すること）
は、ｓｉｎ、ｃｏｓの両信号のπ／４またはその奇数倍
での点の変動であって、 Φ＝−π／４＋−３／４π、−すなわち４相ＰＳＫ変調
信号のいずれの位相でもいえることである。
（つまり、０点・Ｄ点が逆方向に振幅が変動すること）
は、ｓｉｎ、ｃｏｓの両信号のπ／４またはその奇数倍
での点の変動であって、 Φ＝−π／４＋−３／４π、−すなわち４相ＰＳＫ変調
信号のいずれの位相でもいえることである。
また、これらの位相で振幅変動が最大であり、したがっ
て振幅差も最大になる。−般にデータ伝送に際し、デー
タにたいして、スクランブルをかけるので、復８周デー
タとしては（１，１）、−・（１゜−１）の出現確率は
略々間じであるからどの復調データについてサンプリン
グしてもよい。
て振幅差も最大になる。−般にデータ伝送に際し、デー
タにたいして、スクランブルをかけるので、復８周デー
タとしては（１，１）、−・（１゜−１）の出現確率は
略々間じであるからどの復調データについてサンプリン
グしてもよい。
以下、図面を参照し、本発明の一実施例につき説明する
。第１図は実施例の回路ブロック図を示すもので、直交
位相復調部３０の構成は従来例（第５図）と全く同一で
あり、搬送波再生部４゜で再生された基準搬送波信号ｇ
およびそれと直交する信号りとを、入力４相ＰＳＫ変調
信号ａに乗算器１１．１２においてそれぞれ乗算し、低
域通過フィルタ１４．１５およびリミッタ１６．１７に
よって復調データｂ、ｃを得る。復調データｂ。
。第１図は実施例の回路ブロック図を示すもので、直交
位相復調部３０の構成は従来例（第５図）と全く同一で
あり、搬送波再生部４゜で再生された基準搬送波信号ｇ
およびそれと直交する信号りとを、入力４相ＰＳＫ変調
信号ａに乗算器１１．１２においてそれぞれ乗算し、低
域通過フィルタ１４．１５およびリミッタ１６．１７に
よって復調データｂ、ｃを得る。復調データｂ。
Ｃでさらに入力変調信号ａを遅延回路１８により遅延し
た変調信号ｄを再変調回路４１で変調することで搬送波
信号ｆを再生する。この再変調回路４１は第５図の回路
と全く同一である。
た変調信号ｄを再変調回路４１で変調することで搬送波
信号ｆを再生する。この再変調回路４１は第５図の回路
と全く同一である。
信号ｆは帯域通過フィルタ２３によって、搬送波周波数
以外の信号を除去し、リミッタ２４で一定振幅の信号ｆ
“とじて電圧制御移相器１０６に人力させる。電圧制御
移相器１０６の構成は、この例では可変容量ダイオード
１０６（１）を利用するものでその印加電圧を変化して
移相量を定めている。最初初期調整としてスイッチ１０
５を開いておいて、可変電圧１０７を調整する。位相調
整は、電圧制御移相器１０６の出力信号が復調装置の入
力である４相ＰＳＫ変調信号に対し再生基準搬送波信号
ｇとなるようにする。
以外の信号を除去し、リミッタ２４で一定振幅の信号ｆ
“とじて電圧制御移相器１０６に人力させる。電圧制御
移相器１０６の構成は、この例では可変容量ダイオード
１０６（１）を利用するものでその印加電圧を変化して
移相量を定めている。最初初期調整としてスイッチ１０
５を開いておいて、可変電圧１０７を調整する。位相調
整は、電圧制御移相器１０６の出力信号が復調装置の入
力である４相ＰＳＫ変調信号に対し再生基準搬送波信号
ｇとなるようにする。
次にスイッチ１０５を閉じることによって、加算器１０
８に自動位相制御のための差電圧ｋが加わる。この差電
圧には、直交位相復調部３０の２分岐（ｃｏｓ成分、
ｓｉｎ成分にそれぞれ関係する）路の低域通過フィルタ
１４．１５の出力をサンプルホールド回路１０１，１０
２でサンプルし、その出力を差動増幅器１０４に導き、
その出力として得たものである。作用の項で述べたよう
に第３図の０点、Ｄ点の電圧差になり、再生基準搬送波
信号ｇの位相変位により生ずるものである。上記サンプ
リングホールド回路１０１，１０２のサンプリンタ信号
は、復調データｂ、ｃがともに１になったとき（Φ＝−
π／４に相当）にゲート回路１０３で発生するようにし
である。
８に自動位相制御のための差電圧ｋが加わる。この差電
圧には、直交位相復調部３０の２分岐（ｃｏｓ成分、
ｓｉｎ成分にそれぞれ関係する）路の低域通過フィルタ
１４．１５の出力をサンプルホールド回路１０１，１０
２でサンプルし、その出力を差動増幅器１０４に導き、
その出力として得たものである。作用の項で述べたよう
に第３図の０点、Ｄ点の電圧差になり、再生基準搬送波
信号ｇの位相変位により生ずるものである。上記サンプ
リングホールド回路１０１，１０２のサンプリンタ信号
は、復調データｂ、ｃがともに１になったとき（Φ＝−
π／４に相当）にゲート回路１０３で発生するようにし
である。
上記差電圧には電圧制御移相器１０６に印加されている
バイアス電圧（可変電圧１０７を初期に調整してさだめ
た電圧）に加算器１０８を介して加算される。加算する
電圧を正に加えるか、負に加えるかは、どの復調データ
でサンプリングするかによりきまり、また電圧側’ｑＢ
移相器１０６の回路構成に関係するが、位相変化に対し
負帰還ループを形成するようにすることで、自動的に位
相ずれを補正することができる。
バイアス電圧（可変電圧１０７を初期に調整してさだめ
た電圧）に加算器１０８を介して加算される。加算する
電圧を正に加えるか、負に加えるかは、どの復調データ
でサンプリングするかによりきまり、また電圧側’ｑＢ
移相器１０６の回路構成に関係するが、位相変化に対し
負帰還ループを形成するようにすることで、自動的に位
相ずれを補正することができる。
以上、詳しく説明したように、本復調装置では、入力す
る４相ＰＳＫ復調信号の周波数変動があり、復調装置内
部において、再生させる搬送波信号の位相がずれること
があっても、自動的にその位相ずれを電圧制御移相器で
補正する。したがって常に正しい復調が可能になる。前
記位相変位が小さい間は、この補正精度は高く、また直
線的に補正することができる。
る４相ＰＳＫ復調信号の周波数変動があり、復調装置内
部において、再生させる搬送波信号の位相がずれること
があっても、自動的にその位相ずれを電圧制御移相器で
補正する。したがって常に正しい復調が可能になる。前
記位相変位が小さい間は、この補正精度は高く、また直
線的に補正することができる。
回路構成は、きわめて簡単で、従来の逆変調方式の復調
装置に少数の回路を追加することで実現できる。
装置に少数の回路を追加することで実現できる。
第１図は、本発明の一実施例の回路ブロック図、第２図
〜第４図は本発明を説明するための図、第５図は従来例
の回路ブロック図である。 １１．１２，１９．２０−・−乗算器、１３．２１−・
−−π／２移相器、 １４、Ｌ５−低域通過フィルタ、 １６．１７・・・リミッタ、 １８−遅延回路、２２
−加算器、 ２３・−帯域通過フィルタ、２４−リミッ
タ、 ２５・−手動移相器、３０・−直交位相復調部、 ４０・・−搬送波再生部、 ４１−再変調回路、４２−
位相回路、 １０１．１０２・−サンプリングホールド回路、１０３
−ゲート回路、 １０４・−差動増幅器、１０５−・・
スイッチ、 １０６−電圧制御移相器、１０’ｌ−ｍ
−可変制御電圧、 １０６（１）−・可変容量ダイオード、１０８−・加算
器。
〜第４図は本発明を説明するための図、第５図は従来例
の回路ブロック図である。 １１．１２，１９．２０−・−乗算器、１３．２１−・
−−π／２移相器、 １４、Ｌ５−低域通過フィルタ、 １６．１７・・・リミッタ、 １８−遅延回路、２２
−加算器、 ２３・−帯域通過フィルタ、２４−リミッ
タ、 ２５・−手動移相器、３０・−直交位相復調部、 ４０・・−搬送波再生部、 ４１−再変調回路、４２−
位相回路、 １０１．１０２・−サンプリングホールド回路、１０３
−ゲート回路、 １０４・−差動増幅器、１０５−・・
スイッチ、 １０６−電圧制御移相器、１０’ｌ−ｍ
−可変制御電圧、 １０６（１）−・可変容量ダイオード、１０８−・加算
器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力信号である４相ＰＳＫ変調信号を、再生基準搬送波
信号を用いて復調する直交位相復調部と、復調された受
信ディジタル信号によって、前記入力信号を再変調し、
前記再生基準搬送波信号を発生する搬送波再生部とから
なる逆変調方式の４相ＰＳＫ復調装置において、 前記搬送波再生部に、その再変調回路で再生された搬送
波信号の位相を制御電圧によって推移させ再生基準搬送
波信号とする移相回路を設けるとともに、 前記直交位相復調部の２分岐路にある低域通過フィルタ
の各出力をサンプルする１対のサンプリングホールド回
路と、復調した一定の受信ディジタル信号に対して、前
記サンプリングホールド回路のサンプリング信号を発生
するゲート回路と、前記サンプリングホールド回路の出
力の差分信号を前記搬送波再生部の移相回路の制御電圧
に重畳する手段とを設け、 入力信号の周波数変動に対し、再生基準搬送波信号の位
相自動調整を行なうことを特徴とする４相ＰＳＫ復調装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61144786A JPS632445A (ja) | 1986-06-23 | 1986-06-23 | ４相ｐｓｋ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61144786A JPS632445A (ja) | 1986-06-23 | 1986-06-23 | ４相ｐｓｋ復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS632445A true JPS632445A (ja) | 1988-01-07 |
Family
ID=15370411
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61144786A Pending JPS632445A (ja) | 1986-06-23 | 1986-06-23 | ４相ｐｓｋ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS632445A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0658018A1 (en) * | 1993-12-09 | 1995-06-14 | Canon Kabushiki Kaisha | Method and system for clock synchronization in an optical communications network |
-
1986
- 1986-06-23 JP JP61144786A patent/JPS632445A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0658018A1 (en) * | 1993-12-09 | 1995-06-14 | Canon Kabushiki Kaisha | Method and system for clock synchronization in an optical communications network |
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