JPS6248420B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6248420B2 JPS6248420B2 JP56084680A JP8468081A JPS6248420B2 JP S6248420 B2 JPS6248420 B2 JP S6248420B2 JP 56084680 A JP56084680 A JP 56084680A JP 8468081 A JP8468081 A JP 8468081A JP S6248420 B2 JPS6248420 B2 JP S6248420B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- carrier wave
- signal
- correction voltage
- phase
- reproduction
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/86—Arrangements characterised by the broadcast information itself
- H04H20/88—Stereophonic broadcast systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、既存のAM放送と両立性を有する直
交AMステレオ信号の受信機に関するもので、ス
テレオ再生時の分離度の確保に効果が大きい方式
を提供するものである。
交AMステレオ信号の受信機に関するもので、ス
テレオ再生時の分離度の確保に効果が大きい方式
を提供するものである。
AMステレオ放送を実現するために、互いに90
゜の位相差を持つた２つの搬送波をステレオ信号
で振幅変調して合成する方式が提案されている。
この方式はおおむね次のように表現できる。今、
直交する２つの搬送波をCOS ωot、Sin ω
ot、ステレオ信号をｌ、ｒ、またパイロツト信号
をｐとおけば、被変調波Ｓは、 Ｓ＝｛１＋（ｌ＋ｒ）｝COS ωot ＋｛（ｌ−ｒ）＋ｐ｝Sin ωot ……(1) 一方、受信機において、COS ωot、Sin ω
otを再生用搬送波として発生させ、それぞれ信号
Ｓと乗ずることによつて、（ｌ＋ｒ）、（ｌ−ｒ）
が得られる。これをマトリクス回路に通すことに
よつてｌ、ｒが分離して再生できることになる。
第１図はこのような受信機の基本ブロツク図であ
る。１は高周波増幅器、２は周波数変換器、３は
局部発振器、４は中間周波増幅器、５は再生用搬
送波発生器、６，７はそれぞれ（ｌ＋ｒ）検波用
および（ｌ−ｒ）検波用乗算器、８はマトリクス
回路、９はパイロツト信号検出器で、パイロツト
信号の有無によつてマトリクス回路８の内部を切
換える。
゜の位相差を持つた２つの搬送波をステレオ信号
で振幅変調して合成する方式が提案されている。
この方式はおおむね次のように表現できる。今、
直交する２つの搬送波をCOS ωot、Sin ω
ot、ステレオ信号をｌ、ｒ、またパイロツト信号
をｐとおけば、被変調波Ｓは、 Ｓ＝｛１＋（ｌ＋ｒ）｝COS ωot ＋｛（ｌ−ｒ）＋ｐ｝Sin ωot ……(1) 一方、受信機において、COS ωot、Sin ω
otを再生用搬送波として発生させ、それぞれ信号
Ｓと乗ずることによつて、（ｌ＋ｒ）、（ｌ−ｒ）
が得られる。これをマトリクス回路に通すことに
よつてｌ、ｒが分離して再生できることになる。
第１図はこのような受信機の基本ブロツク図であ
る。１は高周波増幅器、２は周波数変換器、３は
局部発振器、４は中間周波増幅器、５は再生用搬
送波発生器、６，７はそれぞれ（ｌ＋ｒ）検波用
および（ｌ−ｒ）検波用乗算器、８はマトリクス
回路、９はパイロツト信号検出器で、パイロツト
信号の有無によつてマトリクス回路８の内部を切
換える。
ところで何らかの事情で、再生用搬送波の位相
が本来の位相よりだけずれた場合、搬送波発生
器５の出力は、 COS（ωot＋）＝COS ωot・COS −Sin ωot・Sin ……(2) Sin（ωot＋）＝Sin ωot・COS ＋COS ωot・Sin ……(3) となる。このとき乗算器６，７の出力に得られる
低周波成分はそれぞれ(1)式×(2)式、(1)式×(3)式よ
り、 （乗算器６の出力）＝１／２｛（ｌ＋ｒ）COS −（ｌ−ｒ＋ｐ）Sin ……(4) （乗算器７の出力）＝１／２｛（ｌ−ｒ＋ｐ）COS ＋（ｌ＋ｒ）Sin ……(5) となり、従つてマトリクス回路８の出力に得られ
る信号Ｌ、Ｒは、 Ｌ＝lCOS＋rSin ……(6) Ｒ＝rCOS−lSin ……(7) で表せる。今、変調信号としてｌのみを与えたと
き、分離度、 （分離度）＝20・log｜Ｌ／Ｒ｜ ＝−20log（tan） ……(8) 例えば、＝５゜のとき分離度は(8)式より、
21dBと極めて低い値に制限されてしまう。
が本来の位相よりだけずれた場合、搬送波発生
器５の出力は、 COS（ωot＋）＝COS ωot・COS −Sin ωot・Sin ……(2) Sin（ωot＋）＝Sin ωot・COS ＋COS ωot・Sin ……(3) となる。このとき乗算器６，７の出力に得られる
低周波成分はそれぞれ(1)式×(2)式、(1)式×(3)式よ
り、 （乗算器６の出力）＝１／２｛（ｌ＋ｒ）COS −（ｌ−ｒ＋ｐ）Sin ……(4) （乗算器７の出力）＝１／２｛（ｌ−ｒ＋ｐ）COS ＋（ｌ＋ｒ）Sin ……(5) となり、従つてマトリクス回路８の出力に得られ
る信号Ｌ、Ｒは、 Ｌ＝lCOS＋rSin ……(6) Ｒ＝rCOS−lSin ……(7) で表せる。今、変調信号としてｌのみを与えたと
き、分離度、 （分離度）＝20・log｜Ｌ／Ｒ｜ ＝−20log（tan） ……(8) 例えば、＝５゜のとき分離度は(8)式より、
21dBと極めて低い値に制限されてしまう。
ところで上記のような位相誤差の発生原因と
して局部発振器３の発振周波数のずれや再生用搬
送波発生器５を構成するフエイズロツクドルーブ
（以下PLLという）内の電圧制御発振器（以下
VCOという）のフリーラニング周波数のずれが
挙げられる。これらの問題はそれぞれの周波数が
厳密に設定され、しかも環境による変化や経時変
化が無ければ発生しないが、実際には極めて困難
である。さらに、直交AMステレオ方式では、原
理上まぬがれることのできない位相誤差が存在す
る。今、ｌのみの変調のとき被変調信号Ｓはパイ
ロツト信号を略せば、 Ｓ＝（１＋ｌ）COS ωot＋lSin ωot ＝√１−2＋22・COS（ωot−（ｔ）） ただし（ｔ）＝tan-1ｌ／１＋ｌ ……(9) ｌを＝mCoSαｔなる正弦波とすれば、 （ｔ）＝tan-1ｍＣｏＳαｔ／１＋ｍＣｏＳαｔ…
…(10) となり、この（ｔ）における直流項は、被変調
波Ｓがもともと含む平均位相誤差となる。従つ
て、このような変調状態の被変調波受信時には
PLLはCOSωotではなく、COS（ωot−）に同
期することになる。ｍ＝0.5のとき、（10式より
＝6.8゜となり、(8)式より分離度は18dBに制限さ
れてしまう。
して局部発振器３の発振周波数のずれや再生用搬
送波発生器５を構成するフエイズロツクドルーブ
（以下PLLという）内の電圧制御発振器（以下
VCOという）のフリーラニング周波数のずれが
挙げられる。これらの問題はそれぞれの周波数が
厳密に設定され、しかも環境による変化や経時変
化が無ければ発生しないが、実際には極めて困難
である。さらに、直交AMステレオ方式では、原
理上まぬがれることのできない位相誤差が存在す
る。今、ｌのみの変調のとき被変調信号Ｓはパイ
ロツト信号を略せば、 Ｓ＝（１＋ｌ）COS ωot＋lSin ωot ＝√１−2＋22・COS（ωot−（ｔ）） ただし（ｔ）＝tan-1ｌ／１＋ｌ ……(9) ｌを＝mCoSαｔなる正弦波とすれば、 （ｔ）＝tan-1ｍＣｏＳαｔ／１＋ｍＣｏＳαｔ…
…(10) となり、この（ｔ）における直流項は、被変調
波Ｓがもともと含む平均位相誤差となる。従つ
て、このような変調状態の被変調波受信時には
PLLはCOSωotではなく、COS（ωot−）に同
期することになる。ｍ＝0.5のとき、（10式より
＝6.8゜となり、(8)式より分離度は18dBに制限さ
れてしまう。
本発明は以上のような受信機内の周波数ずれに
よる位相誤差、さらには変調条件による位相誤差
をも補正し、良好な分離度の実現を提供するもの
である。まず、発明の内容を数式によつて説明す
る。位相誤差があるときの乗算器６，７の出力
は(4)式、(5)式に示したが、この中で特にパイロツ
ト信号の項に着目する。乗算器６，７の出力中の
パイロツト信号の成分をそれぞれP1，P2とすれ
ば、 このP1，P2を乗ずると、 P1P2＝−１／４P2SinCOS ここで、パイロツト信号ＰをＰ＝kCOSβｔと
すれば、 P1P2＝−１／２Sin2・k2COS2β＝−ｋ２／４Sin2（１＋COS2β） ……(12) (12)式における直流項Ａ（）は、 Ａ（）＝−ｋ２／４Sin2 ……（13） となり、その特性を第２図に示す。図のようにＡ
（）は位相誤差弁別特性を有し、従つてこのＡ
（）を用いて誤差が小さくなる方向に自動ルー
プを施すことが可能である。
よる位相誤差、さらには変調条件による位相誤差
をも補正し、良好な分離度の実現を提供するもの
である。まず、発明の内容を数式によつて説明す
る。位相誤差があるときの乗算器６，７の出力
は(4)式、(5)式に示したが、この中で特にパイロツ
ト信号の項に着目する。乗算器６，７の出力中の
パイロツト信号の成分をそれぞれP1，P2とすれ
ば、 このP1，P2を乗ずると、 P1P2＝−１／４P2SinCOS ここで、パイロツト信号ＰをＰ＝kCOSβｔと
すれば、 P1P2＝−１／２Sin2・k2COS2β＝−ｋ２／４Sin2（１＋COS2β） ……(12) (12)式における直流項Ａ（）は、 Ａ（）＝−ｋ２／４Sin2 ……（13） となり、その特性を第２図に示す。図のようにＡ
（）は位相誤差弁別特性を有し、従つてこのＡ
（）を用いて誤差が小さくなる方向に自動ルー
プを施すことが可能である。
第３図は本発明を実施した受信機の一例を示す
ブロツク図である。１０，１１はそれぞれ乗算器
６，７の出力中よりパイロツト信号成分を抽出す
る帯域フイルタ、１２は乗算器、１３は直流成分
を抽出する低域フイルタである。この低域フイル
タ１３の出力電圧によつて局部発振器３を制御す
る。搬送波発生器５を構成するPLLは、入力信号
周波数によつて入力信号と出力信号との位相差が
変化することを利用して位相誤差補正を行つてい
る。
ブロツク図である。１０，１１はそれぞれ乗算器
６，７の出力中よりパイロツト信号成分を抽出す
る帯域フイルタ、１２は乗算器、１３は直流成分
を抽出する低域フイルタである。この低域フイル
タ１３の出力電圧によつて局部発振器３を制御す
る。搬送波発生器５を構成するPLLは、入力信号
周波数によつて入力信号と出力信号との位相差が
変化することを利用して位相誤差補正を行つてい
る。
第４図は本発明の他の実施例である。１４は位
相比較器、１５は低域フイルタ、１６はVCO、
１７は可変移相器、１８は90゜移相器である。１
４，１５，１６によつてPLLを構成しさらに１
７，１８を含めて搬送波発生器５を構成してい
る。この場合には低域フイルタ１３の出力によつ
て可変移相器１７の移相量を制御する。周波数シ
ンセサイザ受信機のように局部発振周波数を調整
することが困難な場合には、この図のように搬送
波発生器５において制御する方法が適している。
相比較器、１５は低域フイルタ、１６はVCO、
１７は可変移相器、１８は90゜移相器である。１
４，１５，１６によつてPLLを構成しさらに１
７，１８を含めて搬送波発生器５を構成してい
る。この場合には低域フイルタ１３の出力によつ
て可変移相器１７の移相量を制御する。周波数シ
ンセサイザ受信機のように局部発振周波数を調整
することが困難な場合には、この図のように搬送
波発生器５において制御する方法が適している。
第５図は同様に搬送波発生器５において補正を
行う場合の他の実施例である。１９はアナログ加
算器であり、低域フイルタ１５，１３からの信号
を入力し、VCO１６にその和信号を与える。こ
の場合には低域フイルタ１３の出力電圧によつて
PLLの入出力信号間の位相差を制御し、位相誤差
を補正する。また、ほぼ同様の原理で加算器１９
を用いる代わりにVCO１６のフリーラニング周
波数を制御しても同じ効果となる。
行う場合の他の実施例である。１９はアナログ加
算器であり、低域フイルタ１５，１３からの信号
を入力し、VCO１６にその和信号を与える。こ
の場合には低域フイルタ１３の出力電圧によつて
PLLの入出力信号間の位相差を制御し、位相誤差
を補正する。また、ほぼ同様の原理で加算器１９
を用いる代わりにVCO１６のフリーラニング周
波数を制御しても同じ効果となる。
以上のように本発明は、再生用搬送波の位相誤
差補正にパイロツト信号を利用することにより、
受信機の温度特性、経時変化、同調精度、さらに
送信側の変調条件などの全ての要因に対して確実
かつ安定に良好なステレオ分離度を実現させるも
のである。
差補正にパイロツト信号を利用することにより、
受信機の温度特性、経時変化、同調精度、さらに
送信側の変調条件などの全ての要因に対して確実
かつ安定に良好なステレオ分離度を実現させるも
のである。
なお、位相誤差電圧の発生方法として実施例で
はアナログ乗算器１２を用いたが例えばアナログ
割算器であつても、 P1／P2＝−tan ……（14） となり、やはり弁別特性を持たせることができ
る。また、第６図のように乗算器７に、位相比較
器１４の機能を持たせることも当然可能である。
はアナログ乗算器１２を用いたが例えばアナログ
割算器であつても、 P1／P2＝−tan ……（14） となり、やはり弁別特性を持たせることができ
る。また、第６図のように乗算器７に、位相比較
器１４の機能を持たせることも当然可能である。
第１図は直交AMステレオ受信機のブロツク
図、第２図は位相誤差電圧特性を示す図、第３図
〜第５図はそれぞれ本発明の実施例を示すブロツ
ク図、第６図は位相比較器を省略する場合の実施
例を示す要部ブロツク図である。 １……高周波増幅器、２……周波数変換器、３
……局部発振器、４……中間周波増幅器、５……
搬送波発生器、６，７……乗算器、８……マトリ
クス回路、９……パイロツト信号検出器、１０，
１１……帯域フイルタ、１２……乗算器、１３…
…低域フイルタ、１６……VCO、１７……可変
位相器、１８……移相器、１９……アナログ加算
器。
図、第２図は位相誤差電圧特性を示す図、第３図
〜第５図はそれぞれ本発明の実施例を示すブロツ
ク図、第６図は位相比較器を省略する場合の実施
例を示す要部ブロツク図である。 １……高周波増幅器、２……周波数変換器、３
……局部発振器、４……中間周波増幅器、５……
搬送波発生器、６，７……乗算器、８……マトリ
クス回路、９……パイロツト信号検出器、１０，
１１……帯域フイルタ、１２……乗算器、１３…
…低域フイルタ、１６……VCO、１７……可変
位相器、１８……移相器、１９……アナログ加算
器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 周波数が等しく、互いに位相の異なる２つの
搬送波を一方の搬送波はステレオ信号の和信号
で、また他方の搬送波はステレオ信号の差信号と
変調信号がステレオ信号であることを示すパイロ
ツト信号とで振幅変調して合成された被変調波の
受信機であつて、上記２つの搬送波の位相にそれ
ぞれ同期した２つの再生用搬送波を得る搬送波発
生手段と、上記被変調波を上記２つの再生用搬送
波で復調する２つの同期検波手段と、この２の同
期検波手段の出力として得られる２つの復調信号
中から前記パイロツト信号成分を抽出する２つの
フイルタ手段と、この２つのパイロツト信号成分
を用いて上記再生用搬送波と被変調波の搬送波成
分との位相誤差を補正するための補正電圧を得る
補正電圧発生手段とを含んで構成されることを特
徴とする多重信号受信機。 ２ 補正電圧は２つのパイロツト信号成分の積信
号を用いて得ることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の多重信号受信機。 ３ 補正電圧は２つのパイロツト信号成分の商信
号を用いて得ることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の多重信号受信機。 ４ 位相誤差の補正は受信機の局部発振器の周波
数を、補正電圧により制御することにより行なう
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の多
重信号受信機。 ５ 位相誤差の補正は再生用搬送波を、補正電圧
により移相することにより行うことを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の多重信号受信機。 ６ 再生用搬送波の移相は該搬送波発生のための
フエイズロツクドループに、補正電圧を混入させ
ることにより行なうことを特徴とする特許請求の
範囲第５項記載の多重信号受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56084680A JPS57199351A (en) | 1981-06-01 | 1981-06-01 | Multiple signal receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56084680A JPS57199351A (en) | 1981-06-01 | 1981-06-01 | Multiple signal receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57199351A JPS57199351A (en) | 1982-12-07 |
| JPS6248420B2 true JPS6248420B2 (ja) | 1987-10-14 |
Family
ID=13837402
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56084680A Granted JPS57199351A (en) | 1981-06-01 | 1981-06-01 | Multiple signal receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57199351A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6178206A (ja) * | 1984-09-26 | 1986-04-21 | Fujitsu Ten Ltd | 位相同期回路装置 |
| JPH07112178B2 (ja) * | 1991-11-18 | 1995-11-29 | 日比谷総合設備株式会社 | 両側帯波振幅変調位相２重伝送方式 |
-
1981
- 1981-06-01 JP JP56084680A patent/JPS57199351A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57199351A (en) | 1982-12-07 |
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