JPS63289735A - 電磁接触器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電磁接触器、特に電磁接触器の制御装置に係わ
る。

一夕始動、照明、スイッチングなどに特に有用なスイッ
チ装置である。過負荷継電システムを具えたモータ始動
接触器はモータ制御器と呼ばれる。接触器は通常、接触
器が開状態となった時に間にエア・ギャップを画定する
固定マグネットと可動マグネットまたはアーマチュアと
を含む磁気回路を有する。電磁コイルを命令に応答して
制御することにより、接触器の主接点を接続可能な電源
と相互作用して苧−マチエアを固定マグネットにむかっ
て電磁的に加速し、エア・ギャップを縮小させることが
できる。アーマチュアには１組のブリッジ接点を設けて
あり、その補完素子は接触器箱筐体内に固設されており
、磁気回路が給電され、アーマチュアが移動すると両者
が係合する。負荷及びその電源は固定接点と接続してお
り、ブリッジ接点が固定接点と係合すると前記負荷及び
その電源が互いに接続する。一般にアーマチュアがマグ
ネットにむかって加速される際、２つのばね力を克服し
なければならない。第１のばね力はキックアウトはねか
ら発生し、このキックアウトばねはあとで、コイルが脱
勢されるとアーマチュアを反対方向に駆動することによ
って接点を分離させるのに利用される。これは接点開放
時に起こる。他のばねはブリッジ接点が固定接点と当接
すると圧縮し始めるが、アーマチュアはエア・ギャップ
がゼロに縮小する過程で固定接点にむかって移動し続け
る。接点ばねの力は閉成接点によって搬送可能な電流量
を決定し、ざらに、接触器の反復動作に伴ないどの程度
までの接点摩擦が許容されるかを決定する。接点ばねが
可能な限り強力で、接触器の電流搬送能力を増大するこ
とが望まれるのが普通である。しかし、閉成動作中Ｚ　
Ｆａｎ石に供給されるエネルギーによってこの力を克服
しなければならないから、接点ばねが強力なら閉成エネ
ルギーも大きくする必要がある。接触器の電磁石は多く
の場合ＡＣ電流を供給され、詳しくは後述するように、
電磁アーマチュア加速システムのマグネット引力曲線は
利用される磁気システムに応じてその形状はほぼ一定で
ある。公知の接触器では、電磁石に供給されるエネルギ
ー量は加速中のアーマチュアの動作に抵抗するばね力を
克服するのに必要な量よりも大ぎい。その理由の１つは
接点が係合する時、比較的強力な接点ばねの作用を克服
しなければならないことにある。しかし、余剰のエネル
ギーが浪費され、好ましくない。ところが、もっと重大
な問題と考えられるのは、アーマチュアかその閉成行程
を完了する際に余剰エネルギーが機械的システムによっ
て吸収されることである。このような余剰運動エネルギ
ーは熱、振動、接点バウンド及び衝草の形を取るのが普
通である。従って、閉成行程におけるアーマチュアの運
動に抵抗する力を克服するのに必要なエネルギー玉だけ
を供給する電磁閉成システム用の電気的制御系の開発が
望まれる。アーマチュアの初期加速を達成できるマイク
ロプロセッサ利用のフィードフォワード電圧による制御
系の開発が望まれ、また、加速プロセス中、電磁コイル
に供給される電気エネルギー量がほぼアーマチュアを固
定マグネットと当接させるのに必要なエネルギー量で閉
成動作を継続されるに充分であるかどうかをお」部系が
判断し、もし、不充分なら余分のエネルギーを供給して
閉成動作を継続させることが望まれる。さらにまた、ア
ーマチュアが固定マグネットと当接する時点に、閉成動
作によって起こる″バウンド″を軽減または防止するの
に充分なエネルギーを電ＩＩｎコイルに供給できること
か望まれる。

発明の要約 本発明は、第１接点と、前記第１接点と電気的接続する
位置へＩＸＡ動される第２接点と：振幅が限度内で変化
自在な被制御電圧パルスに駆動されて電流パルスが巻線
を流れるとこれに応答して前記第２接点を前記第１接点
と電気的に接触する前記位置へ駆動するように前記第２
接点と機械的に連結させた可動アーマチュアを具えた電
磁石と；前記可動アーマチュアの運動に抵抗するように
配置され、所定最少の運動エネルギーが前記アーマチュ
アに加えられるとその抵抗が克服される機械的抵抗装置
とを有する電磁接触器であって、前記電磁石の前記巻線
に給電するための制御素子を設け、Ｎ個の前記被制御電
圧パルスが前記巻線に供給され、前記電流パルスが前記
巻線を流れる結果運動中の前記アーマチュアに供給され
る前記運動エネルギーの総量が前記所定最少量の運行エ
ネルギーにほぼ等しくなるように前記被制御電圧パルス
の１つが前記電圧振幅に応じて導通角を制御・調節され
ることを特徴とする電磁接触器を提案する。

添付図面に沿って以下に本発明の詳細な説明する。

第１及び２図は３相接触器または制御器１０を示す。便
宜上３極のうち１極だけについてその構成を説明するが
、他の２極も全く同じである。接触器１０はガラス／ナ
イロン組成物のような適当な電気絶縁材から成る筺体１
２を含み、接触器１０によって制御される電気的装置、
回路またはシステムと接続するための電気的負荷端子１
４．１６が前記筺体１２に配置されている。このような
システムの１例を第１１図に略伝した。端子１４．１６
はそれぞれ上記３相端子の一部を形成するように構成し
てもよい。端子１４．１６は互いに間隔を保ち、筐体１
２の中心部に延びる導体２０．２４と内部で接続する。

筐体の内部で導体２０．２４の末端はそれぞれ適当に固
定された接点２２．２６を形成している。接点２２．２
６が互いに接続すると、端子１４．１６間が閉路し、接
触器１０が導通状態となる。（第８，９及び１０図に示
すような）別個に製造されたコイル制御盤２８を後述す
るような態様で筺体１２内に固定する、このコイル制御
盤２８にはコイルまたはソレノイド３１を一部として含
むコイルまたはソレノイド集合体３０を取付ける。コイ
ル制御盤２８から間隔を保ち、かつコイル集合体３０の
一端を形成するようにばね座３２を設け、これにキック
アウトはね３４の一端を固定する。キックアウトばね３
４の他端は支持部材４２が後述するように移動してその
下部４２Ａがばね３４をピックアップしてこれを座３２
に圧接させるまでは筐体１２の部分１２Ａと当接してい
る。前記圧接は第２図平面より外側の平面内で起こる。

ばね３４はアーマチュア４０を囲み、支持部材下部４２
Ａと交差する位置で該下部４２Ａによってピックアップ
される。第２図平面より手前における部材４２の寸法は
はね３４の直径よりも大きい。コイル集合体３０のソレ
ノイドまたはコイル３１と半径方向に整列させて通路３
８内に適当な態様で固定マグネットまたは磁性材スラグ
３６を配置し、固定マグネット３６から軸方向に位置を
ずらして同じ通路３８に、前記固定マグネット３６に対
して通路３８内を長平方向（軸方向）に移動可能な磁気
アーマチュアまたは磁束伝導部材４０を設ける。アーマ
チュア４０の、固定マグネット３６とは反対側の端部に
長手方向に突出する電気絶縁性の接点支持部材４２を設
け、これに導電性の接点ブリッジ４４を取付ける。接点
ブリッジ４４の一方の半径方向アームには接点４６を、
他方の半径方向アームには接点４８をそれぞれ取付ける
。これらの接点対が３極接触器において３組とも同じ構
成であることはいうまでもない。接触器１０の閉成に伴
なって端子１４と端子１６の間に内部回路が完成する時
、接点４６は接点２２と当接しく２２−４６）、接点４
８は接点２６と当接する（２６−４８）。逆に、接点２
２が接点４６から離れ、接点２６が接点４８から離れる
と、端子１４．１６間の内部回路が開く。このような開
路状態を第２図に示した。接点ブリッジ４４及び端子２
２，２６，４６．４８を囲むアーク・ボックス５０を設
けることにより、筐体内部において端子１４．１６間を
流れる電流を安全に遮断できる部分的に囲まれた空間を
形成している。アーク・ボックス５０の中６部の凹部５
２を設け、この凹部内に、接点支持部材４２のクロスパ
ー５４を挿入し、第２図に示すように横方向（半径方向
）に勅かないように固定しながら上記通路３８の中心線
３８Ａの長手方向（！ｌ！ｔｈ方向）に移動または摺動
できるようにする。接点ブリッジ４４は接点ばね５６に
よって支持部材４２に保持される。接点２２−４６．２
６−４８が当接または°゛閉パ状態となったのちでも接
点支持部材４２が引続きスラグ３６にむかつて８勤でき
るように接点ばね５６が圧縮する。接点ばね５６がさら
に圧縮すると、閉接点２２−４６゜２６−４８に対する
圧力が著しく増大して端子１４．１６間の内部回路の電
流搬送能力を増大させ、接点が著しく摩耗したのちでも
接点が当接または゛閉パ位置に達することを可能にする
自動調節機能を提供する。マグネット３６と可動アーマ
チュア４０との間の長手方向領域はコイル３１が付勢さ
れると磁束が発生するエア・ギャップ５８を画定する。

端子ブロックＪ１における外部から接近可能な端子は特
にコイル制御盤２８上のプリント回路バスまたはその他
の導体を介してコイルまたはソレノイド３１と接続でき
るように前記コイル制御盤２８上に配置する。プリント
回路盤２８上に別の目的を有する（第３２図に示す）別
の端子ブロクＪＸをも設けることができる。端子ブロッ
クＪ１における外部から接近可能な端子を介してコイル
またはソレノイド３１が付勢されると、例えば前記外部
から接近可能な端子ブロックＪ１における接点閉成信号
の発生に応答して固定マグネットまたはスラグ３６、エ
ア・ギャップ５８及びアーマチュア４０を通る磁束パス
が形成される。良く知られているように、この状態でア
ーマチュア４０は通路３８内を長手方向に移動してエア
・ギャップ５８を短縮し、最終的にはマグネットまたは
スラグ３６と当接する。この運動はその初期段階でキッ
クアウトばね３４の圧縮力による抵抗を受け、アーマチ
ュア４０の運動行程の後段で接点２２−４６．２６−４
８が当接したのち、接点ばね５６の圧縮力によってさら
に新たな抵抗を受ける。

接触器１０の筐体１２内には（第８．９及び１０図にも
示す）過負荷継電プリント回路盤またはカード６０をも
設け、これに（第２図にその１つ６２Ｂだけを示した）
電流−電圧トランスデユーサ６２を設ける実施態様も可
能である。過負荷継電盤６０を利用する本発明の実施例
では、導体２４を流れる電流を電流−電圧トランスデユ
ーサ６２Ｂが検知できるように前記導体２４が電流−電
圧トランスデユーサ６２Ｂの環状開口部６２Ｔを通るよ
うに構成すればよい。検知された情報を後述する態様で
利用することにより、接触器１０に必要な回路情報を得
ることができる。

過負荷継電盤６０の一端に、筐体１２の外部から接近可
能なセレクタ・スイッチ６４をも設ける構成も可能であ
る。本発明の他の実施例を第３０及び３１図に示したが
、その構成及び動作については後述する。

第３図には、現在の技術を説明するため４本の互いに交
錯する曲線、即ち、それぞれを第２図に参照番３１で示
したような磁気ソレノイド、３４で示したようなキック
アウトばね、５６で示したような接点ばねについて力と
距離の関係を示すと共に、４０で示したようなアーマチ
ュアについて瞬間速度と距離の関係を示した（曲線９２
）。いずれの曲線においても独立変数は距離であるが、
第３図の曲線において距離と密接な関係にある時間も独
立変数となり得る。なお、説明の便宜上、第２図に示し
た接触器１０の構成部分を例に取って述べるが、第２図
に示した構成要素が全体として公知技術に含まれるとい
う意味ではない。第１の曲線７０は点７２から圧縮され
始めた場合にキックアウトばね（例えば３４）について
の距離（または時間）と力の関係を示す。７４はばね３
４の初期力であり、距離軸上の点７８に達するまてばね
３４は次第に増大する力で圧縮に抵抗する。

点７２１点７４９曲線７０１点７６、点７８及び点７２
を結ぶ線で囲まれた領域はアーマチュア４０が加速され
るに従ってこのアーマチュア４０の移動によりキックア
ウトばねを圧縮し、アーマチュア４０と固定マグネット
３６との間のエア・ギャップ５８を閉じるのに必要な総
エネルギー量を表わす。この力はアーマチュア４０の運
動に抵抗する。距離軸上の点８０において、例えば第２
図の接点２２−４２．２６−４８が当接し、アーマチュ
ア４０が引続き′８動すると、接点ばね５６が圧縮され
て、先に述べたような理由で、既に当接状態にある接点
にさらに大きい力を作用させる。

曲線７９はエア・ギャップ５８を閉じる方向に加速され
る可動アーマチュア４０に作用する力の総量を表わす。

接点２２−４２．２６−４８が接触すると、点８１と点
８２の間において力がステップ関数的に増大する。この
力は点７８において移動中のアーマチュア４０に対して
キックアウトばね３４及び接点バネ５６の組合わせが最
大の力を作用させるまで次第に増大する。接点ばね５６
の抵抗を克服するため移動中のアーマチュアが供給しな
ければならない補足的エネルギー量を、点８１．８２．
曲線７９１点８４，７６、曲線７６Ａ及び点８１を結ぶ
線で囲まれた領域で表わした。

従って、アーマチュア４０が非作動１看７２からマグネ
ット３６との当接位置７８まで加速される過程で、少な
くともコイルまたはソレノイド３１は点７２，７４，８
１，８２，８４．７８及び７２を線で表わされるエネル
ギー量を供給しなければならない。曲線７０の正の勾配
はコイル・エネルギーが除かれるとアーマチュア４０が
逆方向に駆動されて接触器が再び開状態となるように極
力小さくしなければならない。アーマチュア４０がその
運動の第１段階において克服しなければならない初期力
は点７２．７４間の差で表わされる力の閾値である。従
って、アーマチュアはこの時点において少なくともこの
力に対応する力を供給しなければならない。そこで、説
明の便宜上電磁コイル３１が点７２においてアーマチュ
ア４０が必要とする力８８（第３図）を提供するものと
想定する。また、接点２２−４６．２６−４８が接触し
、接点ばね５６が係合する（８０）時点でコイルまたは
ソレノイド３１によって提供される力は第３図に点８０
．８２間の距離で表わす力よりも大きくなければならず
、さもないと加速中のアーマチュア４０が途中で失速し
、接点２２−４６゜２６−４８の当接が極めて弱くなる
。これは接点が溶着分路し易くなる状態であり、好まし
くない。従って、アーマチュア４０を加速する際にコイ
ル３１によって供給される力は点８０において点８２に
示す力よりも大きくなければならない。ソレノイド及び
これと連携する可動アーマチュアに関する磁気引力曲線
はアーマチュアの重さ、磁場の強さ、エア・ギャップの
サイズなど種々の要因に応じた、比較的予想に近い形状
を呈するこのような曲線を第３図に８６で示した。曲線
８６の相対形状と、点８０に至るまでの制約条件、即ち
、第３図距離軸上の点７２及び８０においてコイル３１
が必要とした力の値とで、第２図に示したアーマチュア
４０及びコイル３１の磁気引力曲線の全貌が決定される
。この曲線は力９０で終る。なお、移動中のアーマチュ
ア４０が固定マグネット３６に接近してエア・ギャップ
５８が狭くなるに従って磁力が著しく増大するのが磁気
引力曲線の□特徴であるとする。従って、点７８におい
て力９０が表われる。アーマチュア４０が固定マグネッ
ト３６と最初に当接または接触するのがこの点７８にお
いてである。ところが、その結果として２つの不都合な
事態が発生する。第１に、図面から明らかなように、点
７２．８８．曲線８６１点９０．７８及び点７２を結ぶ
線で表わされるコイル３１からマグネット系に供給され
る総エネルギーは種々のばね抵抗を克服するのに必要な
エネルギーｆｘよりもはるかに大きい。このエネルギー
差は点７４，８８．曲線８６１点９０，８４，８２゜８
１及び再び点７４と結ぶ線で囲まれた領域によって表わ
される。このエネルギーは無駄な、または不要なエネル
ギーであり、このエネルギーを発生させなくて済むなら
極めて好都合である。第２の不都合な特性または事態は
マグネット３６と当接する直前にアーマチュア４０の加
速度が最大となり、その運動エネルギーの大部分を発生
させることである。第３図に示すように点７２に始まり
点９４に終る速度曲線９２は軸方向運動パスに沿って加
速するアーマチュア４０の速度を表わす。

キックアウトばね３４と係合する点８０における形状の
変化に注目されたい。アーマチュア４０がマグネット３
６と接触する直前に、速度■１は最大値に達する。この
ことはアーマチュア４０とマグネット３６とが衝突また
は衝合する瞬間における速度が高いため、高い運動エネ
ルギーが伝達され、極めて不都合である。このエネルギ
ーをシステムの他の素子によって瞬間的に消散させるか
または吸収しなければならない。典型的には、点７８に
おいてアーマチュア速度を瞬時にゼロまで落とすにはエ
ネルギーを瞬時に低下させねばならない。この運動エネ
ルギーは衝突音、熱、“バウンド″、振動、機械的摩耗
などに変換される。アーマチュア４０が、接点ブリッジ
４４上の接点４６−４８と接点ばね５６によってゆるく
連結されているためにもしバウンドすれば、これぢの素
子から成る機械的系が振動し、その結果、接点構造２２
−４２．２６−４８が迅速かつ反復的に開閉する可能性
が高い。これは電気回路における極めて不都合な特性で
ある。従って、キックアウトばね３４及び接点ばね５６
の抵抗を克服するのに必要な正確なエネルギー量（また
はこれに近いエネルギー値）だけが得られるようにコイ
ル３１に供給されるエネルギーが注意深くモニターされ
、選択される態様で第２図の接触器１０を利用すること
が望ましい。また、アーマチュアがマグネット３６と当
接する時のアーマチュア４０の速度を著しく低下させて
“バウンド°”の可能性を効果的に軽減することが望ま
しい。以上に述べた問題の解決は例えば第４．５及び６
図にグラフで示すように本発明によって達成される。

以　　下　　余　　白 次に第２，３及び４図に沿って説明する。公知技術に関
する第３図の曲線と同様な、本発明に関する曲線群を第
４図に示した。この場合、キックアウトばね３４及び接
点ばね５６にそれぞれ関連するばね力曲線７０．７９は
第３図の場合と同じであるが、接点ばね及びキックアウ
トばねによるエネルギーはそれぞれ参照符号Ｘ及びＹで
表わしである。本発明のこの実施例では、コイル３１に
よって供給される力を表わす磁気引力曲線８６゜は上記
キックアウトばねの限界力を克服するため点または力レ
ベル９５を起点とし、距離９６に現われる点または力レ
ベル９７まで続く。コイル３１によフてアーマチュア４
０に供給される電気エネルギーは力レベル９７に対応す
る距離９６において消滅する。即ち、アーマチュア４０
が固定マグネット３６との当接位置に到達する前に消滅
する。この時点においてアーマチュア４０が達する最大
速度Ｖｍを速度曲線９２′上の点９８に示しである。こ
れはマグネット３６との当接位置へ移動する過程でアー
マチュアが達する最大速度である。換言すれば、コイル
３１から電気エネルギーの供給を断たれるとアーマチュ
アの加速が止み、減速し始める。第４図の１００がその
減速曲線であり、点９８から点７８までの範囲にまたが
り、キックアウトばねと係合する位置で勾配が変化する
。これは距離９６に達する時点で早めにコイル３１への
電気エネルギー流を断つことによって達成される。アー
マチュア４０が固定マグ立ット３６との当接位置への移
動を完了する前にばね力を克服するのに必要なエネルギ
ー量だけが供給されるようにしてエネルギー効率のすぐ
れたシステムを実現する。ソレノイド３１が電気エネル
ギーの供給を断たれる時点で、マグネット３６との当接
位Ｗへのアーマチュアの移動を完了させるのに必要な力
を表わすのが点９６，９９９曲線７０２点８１．８２．
曲線７９９点８４，７８及び再び点９６を結ぶ線で囲ま
れた領域である。このエネルギーはアーマチュア・コイ
ル３１に電気エネルギーが供給される時間のうち、点７
４，９５．曲線８６°、克９７，９９及び再び点７４を
結ぶ線で囲まれた（必ずしもスケール通りではないが）
領域２で表わされる部分に亘って供給される。このよう
なエネルギー収支はエネルギー・レベルを実験によって
求める経験的分析などのような適当な方法で１択する。

領域Ｚ゛で表わされるエネルギーはアーマチュアの初期
運動段階でキックアウトばね３４を圧縮するために利用
されるが、それ以後の移動行程では利用されない。後述
するように、供給すべきエネルギー士を決定するにはマ
イクロプロセッサを利用すればよい。曲線１００で表わ
される減速段階でのアーマチュア４０の継続Ｂ動量はコ
イル３１への電気エネルギーが断たれる点９６において
アーマチュア４０が到達する運動エネルギー・レベル已
によって決定される。このエネルギーＥはアーマチュア
の！ｉ（Ｍ）の％に点９８における速度（Ｖｍ）の二乗
を掛けた値に等しい。エネルギー収支が完全なシステム
にあっては、減速中のアーマチュア４０が点７８におい
てゼロ速度で固定マグネット３６と当接するからバウン
ドは起こらず、騒音、摩耗、熱などの形を取る余剰エネ
ルギーを吸収する必要もない。なお、第４図に示すよう
な理想を実現することが困難であり、事実、それほど効
率の高い系を製造する必要がないことはいうまでもない
。従って、第４図に本発明の詳細な説明するための理想
の系を示したものであり、点７８においてアーマチュア
４０を正確にゼロ速度でマグネット３６と当接させるの
は至難の業である。特に第３図に示すような公知の系に
おける速度９４と比較した場合、小さい残留速度は許容
される。

次に第２，４及び５図を参照しながら説明する。第５図
には接点ばね５６が比較的強力であり、従って、アーマ
チュア４０が克服しなければならない力も大きくなるよ
うな系に関連して、第４図に示したのと同様の曲線群を
示した。上記実施例の特徴に加えて、第５図にはその他
の特徴も呈示されている。例えば、コイルへの給電時間
は上記実施例の場合よりも長いから、可動アーマチュア
４０の速度はより高い値に達することができる。

第４図に示した実施例に比較して接点ばね５６のばね力
が大きく、これを克服するには運動エネルギーを増大さ
せる必要があるから、より高い速度値が要求されるので
ある。第４及び５図において同じ参照記号は両図の曲線
上における対応点を表わしている。第５図に示す本発明
の実施例では、キックアウトばね３４及び接点ばね５６
を圧縮するのに必要な総エネルギーは点８２，１０２．
曲線７９゛１点１０４，８４．曲線７９及び再び点８２
を結ぶ曲線または線で囲まれた領域によって表わされる
量Ｕだけ増大する。残りの領域、即ち、点７２，７４．
曲線７０１点８１，８２．曲線７９、点８４，７８及び
再び７２を結ぶ線で囲まれた領域は第４図の対応領域と
同じである。より大きいエネルギーＵが得られるように
、第４図の場合とは異なる磁気引力曲線８６”が形成さ
れる。この磁気引力曲線はその平均勾配がやや大きく、
点９６と点１００との間の距離差で表わされる時間に亘
って接続し、増分的なエネルギーＵの増大をもたらす。

新しい６１気引力曲線８６”は第４図の場合と同じく点
９５を起点とし、距離１００で表わされる点９７′で終
る。この引力曲線は可動アーマチュア４０に関して東４
図の場合よりも勾配が大きくかつ長い速度曲線９２”を
発生さぜる。速度曲線９２″の点９８′においてビーク
速度Ｖ２に達する。この時点で、アーマチュア４゜の運
動エネルギー（Ｅ２）はＭＶ２の二乗の局に等しい。次
いで瞬間速度が低下し、速度■１に明確なブレークポイ
ントがある曲線１００°を画く。このブレークポイント
はアーマチュアと接点ばね５６との最初の当接を表わす
。増大した速度■２の、従って、増大したエネルギーＥ
２の一部は先に述べた強力な、即ち、抵抗の大きい接点
ばねによる上記エネルギー増大によって急速に吸収され
るから、理論上曲線１００°は可動アーマチュア４０が
固定マグネット３６と当接する時点７８においてゼロに
達する。ここで第２．４及び６図を参照して説明する。

第６図にはコイル３１に関する電圧及び電流曲線、及び
これらの曲線と第４図の力曲線との関係を示しである。

本発明の好ましい実施例においては、コイルの電流及び
電圧は第７図の実施例に関連して述べるような態様で下
記４段階を追フて制御される：　（１）アーマチュア４
０を加速するためのＡＣＣＥＬＥＲＡＴＩＯＮ段階、（
２）固定マグネット３６との当接する前のアーマチュア
移動後段におけるアーマチュア速度を調節するためのＣ
ｏＡＳＴ段階、（３）当接直後に振動やバウンドを減衰
させるためにアーマチュア４０を固定マグネット３６に
密着させるＧＲＡＢ段階、及び（４）アーマチュアを保
持するためのＨＯＬＤ段階。以上の、及び後述する説明
を補足する意味で表１を参照されたい。表１からの情報
は後述するようにメニューとしてマイクロプロセッサの
メモリに記憶される。ＡＣＣＥＬＥＲＡＴＩＯＮ段階で
は、第４図の距離軸上の点７２と関連する時点７２°に
おいてコイルまたはソレノイド３１に電気エネルギーが
供給され、第４図の距離軸上の点９６と関連する時点９
６°において供給が断たれる。

第４図に領域Ｚ及びＺ゛で表わされているエネルギーは
コイル３１の端子間電圧及びコイルを流れる電流を適切
に選択することによって得られる。

前記電圧及び電流を制御する装置及び方法は第７図に関
連して詳細に後述する。第６図には便宜上適当な波形を
図示したが、これらの波形を提供する装置については後
述する。本発明の好ましい実施例においてコイル３１の
端子間に印カロされる電圧はピーク振幅１１０を有する
波形１０６で表わされる未濾過全波整流ＡＣ電圧でよい
。コイル３１を流れる電流は全波整流された、未濾過の
、導通角制御によるＡＣ電流パルス１０８であり、この
電流は表１に従ってコイル３１を流れる。電圧は第６図
の１０６Ａ、１０６Ｂ、ｌ　０６Ｃ及び１０６Ｄに示す
ようにコイル３１に印加すればよい。本発明の１実施例
では、時点７２′から時点９６′までの時間に亘ってコ
イル３１に供給される総電力はこれを構成する電流を電
圧の組合わせが前記時間（７２’−９６°）に亘って、
上述のように接点を閉じるのに必要な機械的エネルギー
に等しくなるように完全導通；流波形の振幅を電圧波１
０６のピーク振幅１１０との関連で調節することによっ
て得られる。ただし、本発明の他の実施例では、表１に
示すように、トライフックのようなゲート制御される装
置をコイル３１と第７図に関連して詳細に後述するよう
に直列接続すれば、半波電流パルス１０８の所定部分α
１．Ｃ２などに亘ってコイルを概ね非導通状態に、即ち
、部分β１、β２などに亘ってコイルを概ね導通状態に
して時間（７２°−９６’）に亘ってコイル３１に供給
される総電力量を調節することができる。先行の導通イ
ンターバル中に磁気的に蓄積されたエネルギーが放出さ
れるため導通インターバルの間にある程度のコイル電流
が流れる。本発明の好ましい実施例では、電流の導通角
制御パルス数は既に述べたような態様でコイル３１が磁
気エネルギーを供給しなければならない時間の長さによ
って決定される。本発明の実施態様として、時点９６°
よりも前にパルス１０８を適切に調節し、しかも上述し
た態様でアーマチュア４０を加速するためコイル３１へ
の適切な電気エネルギー供給を行うように構成すること
も可能である。本発明の他の実施例では、電流導通サイ
クルを適切な時点に調節するだけでは充分なエネルギー
が得られず、後述するようにあらためて必要な調節を行
う。なお、例えば、円滑な曲線または波１０６゜１０８
はあくまでも理想の波形であり、実際には図示の通りで
はない。第６図に示す理想の状態では、時点９６“にお
いてアーマチュア４０はキックアウトばね３４及び接点
ばね５６を圧縮し続けるに充分なエネルギー・レベルＥ
まで加速され、以後アーマチュアが減速し、時点７８′
において曲線１００に従ってアーマチュア４０が第４図
に示すようにゼロ速度でゆるやかにマグネット３６と当
接する。しかし、実際にはこのような条件を達成するの
は困難である。例えば、適切な時間（７２’−９６°）
以内に電圧波形１０６及び導通制御電流波形１０８の組
合わせによって供給される電気エネルギー二は接点閉成
サイクルを完了するのに必要な運動エネルギーをアーマ
チュア４０に供給するには不充分である。この状、聾は
例えば第４図の速度曲線１００Ａで表わされる。即ち、
アーマチュア４０は固定マグネット３６と接触する前に
停止する。即ち、ゼロ速度に達する。この場合、接点ば
ね５６とキックアウトばね３４の組合わせばばね３４−
５６が弛緩するまでアーマチュア４ｏの逆方向に加速し
てアーマチュア４０と機械的に連結している接点の閉成
を妨げ、接触器１０の閉成動作を不能にするように作用
する。このような状態も不都合であるが、アーマチュア
４０が固定マグネット３６と接触しそうになる状態はも
っと不都合である。接点間にアークが発生して接点溶着
が著しく増大するおそれがあるからである。適切な時間
枠内ではアーマチュアを加速するのに充分なエネルギー
が得られない以上、アーマチュア４０の速度曲線を“微
調整”するため、新しい情報に基づく“途中”修正が必
要になる。

この修正は第６図のＣｏＡＳＴ部分において行われる。

本発明の好ましい実施例では、ゼロ速度ではないまでも
比較的低い速度でアーマチュア４０が固定マグネット３
６と確実に当接するように、アーマチュア減速曲線を第
４図の曲線１００から曲線１００Ｂへ偏倚させる時点１
１８°において調節電流パルス１１６を供給することに
よってアーマチュア４０を再加速する。この調節パルス
１１６は例えば角度α１及びα２よりもはるかに大きい
トライアック点弧制御角α３を設定する。本発明の好ま
しい実施例では角度α１＝α２と想定するが、必ずしも
この条件に制約されるものではなく、コイル３１に対す
る電流導通バスに利用される制御系に応じて選択される
。アーマチュア４０が比較的低い速度で固定マグネット
３６と当接すると、接触器１０は“閉“状態となる。振
動などの要因が極めて不都合なバウンドを誘発するおそ
れがあるから、コイル３１の電流に対する制御回路を後
述すような公知の態様で操作することにより、当接する
アーマチュア４０及び固定マグネット３６に作用する多
数の“密着（５ｅａｌ　ｉｎ）”またはＧＲＡＢパルス
を発生させる。少なくとも理論的にはアーマチュア４０
の前進はマグネット３６との当接によって既に停止させ
られているか、ま°たは停止直前の状態にあるから、密
着パルスの導入がアーマチュアの加速を惹起することは
なｌ／）。即ち、アーマチュアのパスは固定マグネット
３６の存在によって物理的に塞がれているからである。

加速をひき起すのではなく、すべての振動力く減衰させ
られ、接点が確実に密着する。本発明の好ましい実施例
では、例えば導通角β４、β５支びβ６で表わされる電
流半波の一部に亘ってコイル電流を流すことによって密
着またはＧＲＡＢ／＼ルス１２０を発生させ、密着また
はＧＲＡＢ段階制御が行われるようにする。Ａ（：ＣＥ
ＬＥＲＡＴＩＯＮ　。

Ｃ０ＡＳＴびＧＲＡＢ制御動作はフィードフォワード電
圧制御の原理に基づいて行われる。最終制御段階）１０
ＬＤにおいて、機械系はほとんど静止状態となるが、ア
ーマチュア４０を固定マグネット３６と当接した状態に
維持して接点を閉状態に保持するのにある程度の磁気が
必要である。そこで、キ・ンクアウトばね３４がアーマ
チュア４０を逆方向に加速して接点を開放するのを防止
するため、接点力く閉状態のままでなければならない時
間に亘って各電流半サイクルに一度ずつ比較的小さし１
、可変の保持パルス１２４を反復させる。アーマチュア
４０をマグネット３６と当接状態に保持するのに必要な
電気エネルギー量は閉成動作中キックアウトばね３４及
び接点ばね５６の力を克服するためアーマチュア４０を
マグネット３６にむかって加速するのに必要な量よりも
はるかに小さい。パルス１２４はフェーズバック、遅相
または点弧角を著しく増大し、例えば、α７とすること
によって得られる。角度α７は電流パルスにより変化す
ることができる。即ち、次の遅相角α８は角度α７より
も大きくなることもあれば小さくなることもある。これ
は閉ループ電流制御によって達成される。即ち、コイル
３１を流れる電流を検知し、第２１図に関連して後述す
るように必要に応じて再調整する。

第７Ａ乃至７Ｄ図には本発明の制御回路をブロックダイ
ヤグラムで示した。第２．８．９及び１０図のコイル制
御カード２８には、例えば、第１１図に示すような外部
制御素子と接続するための端子ボードまたはストリップ
Ｊ１を設ける。端子ボードＪ１は参照記号をそれぞれ付
した端子１乃至５を有し、端子“２”には抵抗素子Ｒ１
の一端、抵抗素子Ｒ２の一端、及び全波ブリッジ整流器
ＢＲＩの第１ＡＣ入力端子を接続する。抵抗素子Ｒ１の
他端は容量性素子Ｃ１の一端、及び抵抗素子Ｒ１６の一
端に接続する。抵抗素子Ｒ１６の一端ヲ“１２０　　Ｖ
ＡＣ“で示した。抵抗素子Ｒ２の他端はバイポーラ・リ
ニア・カスタム・アナログ集積回路モジュールＵ１の“
ＬＩＮＥ”入力端子であり、その機能については後述す
る。前記“ＬＩＮＥ”入力端子はまた、マイクロプロセ
ッサＵ２の８４０端子及び容量性素子ＣＸの一方の側と
も接続し、容量性素子ＣＸの他方の側は接地されている
。マイクロプロセッサＵ２としては、“日本電気”の製
造にかかるμＰＤ７５ＣＧ３３ＥまたはμＰＤ７５３３
を採用することができる。ブリッジ整流器ＢＲＩの第２
ＡＣ入力端子には抵抗素子Ｒ６の一方の側及びＴＲＩＡ
Ｃなとのようなゲート制御装置Ｑ１のアノードが接続し
、抵抗素子Ｒ６の他方の側は接地している。容量性素子
Ｃ１の他端はダイオードＣＲＩのアノード、ダイオード
ＣＲ２のカソード及びツェナー・ダイオードＺＮＩの調
整端子と接続する。ダイオードＣＲ１はカソードは容量
性素子Ｃ２の一方の側及び集積回路Ｕ１の“十■”端子
と接続し、前記容量性素子Ｃ２の他方の側は接地してい
る。集積回路Ｕ１の“十■”端子は電源電圧ＶＹを表わ
し、本発明の好ましい実施例では＋１０ＶＤＣである。

ダイオードＣＲ２のアノードは容量性素子Ｃ７の一方の
側と接続し、素子Ｃ７の他方の側は接地されている。ツ
ェナー・ダイオードＺＮＩの他方の端子は他のツェナー
・ダイオードＺＮ２の非調整端子と接続する。ツェナー
・ダイオードＺＮ２の他方の側または調整端子は接地さ
れている。装置ＣＲ２及び容量性素子Ｃ７のアノード間
接続部には電源電圧ＶＸが現われ、この電圧は本発明の
好ましい実施例の場合、−７ＶＤＣである。

端子ボードＪ１上の入力端子“１”は接地されている。

端子ボードＪｌ上の入力端子“３”は抵抗素子Ｒ３の一
方の側と接続し、素子Ｒ３の他方の側は容量性素子Ｃ４
の一方の側、リニア集積回路Ｕ１の“ＲＵＮ”入力端子
及びマイクロプロセッサＵ２の８４１端子と接続する。

容量性素子Ｃ４の他方の側は接地している。端子ボード
Ｊ１の端子“４”は抵抗素子Ｒ４の一方の側と接続し、
素子Ｒ４の他方の側は容量性素子Ｃ５の一方の側、リニ
ア回路Ｕ１の’５ＴＡＲＴ”入力端テ及びマイクロプロ
セッサＵ２のＢ４２端子と接続する。容量性素子Ｃ５の
他方の側は接地している。端子ボードＪ１の入力端子“
５”は抵抗素子Ｒ５の一方の側と接続し、素子Ｒ５の他
方の側は容量性素子Ｃ６の一方の側、リニア集積回路Ｕ
１の“ＲＥＳＥＴ”入力端子及びマイクロブロセ・ンサ
Ｕ２のＢ４３端子と接続する。容量性素子Ｃ６の他方の
側は接地している。抵抗素子／容量性素子組合わせＲ３
−Ｃ４，Ｒ４−Ｃ５，及びＲ５−Ｃ６は端子ボードＪ１
の入力端子“３”、“４”及び“５”とそれぞれ連携す
るフィルタ回路を表わす。

これらのフィルタはリニア集積回路Ｕ１の入力“ＲＵＮ
”、　　“５ＴＡＲＴ”及び“ＲＥＳＥＴ”でそれぞれ
表わされる高インピーダンス回路に給電する。

全波ブリッジ整流器ＢＲＩのＤＣまた・は出力端子間に
、既に述べた、また、さらに詳しく後述する。態様で使
用される上記ソレノイド・コイル３１を接続する。シリ
コン制御整流器などのようなゲート制御装置Ｑ１の他方
の主導電端子またはカソードは抵抗素子Ｒ７の一方の側
及び装置Ｕ１の“ＣＣＩ″端子と接続する。抵抗素子Ｒ
７の他方の側は接地している。シリコン制御整流器など
のようなゲート制御装置Ｑ１のゲートはリニア集積回路
Ｕ１の“ＧＡＴＥ”出力端子と接続する。

リニア集積回路Ｕ１は参照記号ＶＺで表わされかつマイ
クロプロセッサＵ２のＲＥＦ入力端子と接続する“＋５
■”電源端子、及び要部のための抵抗性ポテンショメー
タ素子Ｒ８を具備する。集積回路モジュールＵ１はマイ
クロプロセッサＵ２のＶＤＤ入力端子、容量性素子Ｃ１
６の一方の側及び抵抗素子Ｒ１５の一方の側と接続する
出力端子“ＶＤＤ“を有し、素子Ｒ１５の他方の側は容
量性素子Ｃ９の一方の側及びリニア・アナログ・モジュ
ールＵ１の“ＶＤＤＳ”入力端そと接続する。容量性素
子Ｃ９及びＣ１６の他方の側は接地している。リニア集
積回路モジュールＵ１は共通系またはアースと接続する
接地端子“ＧＮＤ”をも具備する。集積回路Ｕ１はマイ
クロブロセ・ンサＵ２のＲＥＳ入力端子に“ＲＥＳ”信
号を供給する端子“ＲＳ“を有する。リニア集積回路モ
ジュールまたはチップＵ１は容量性素子Ｃ８の一方の側
及び抵抗素子Ｒ１４の一方の側と接続する端子“ＤＭ”
　（ＤＥＡＤＭＡＮ）を有する。抵抗素子Ｒ１４の他方
の側はマイクロプロセッサＵ２の０２２端子と接続する
。容量性素子Ｃ８の他方の側は接地している。チップま
たは回路Ｕ１はマイクロプロセッサＵ２の８５２端子か
ら信号“ＴＲＩＧ”を供給される”ＴＲＩＧ”入力端子
を有する。集積回路Ｕ１はマイクロプロセッサＵ２のＩ
ＮＴＯ端子に信号“ＶＤＤＯＫ”を供給する“ＶＯＫ”
出力端子を有する。最後に、集積回路Ｕ１はマイクロプ
ロセッサＵ２のＡＮ２入力端子に信号°″Ｃｏ　Ｉ　Ｌ
ＣＵＲ”を供給する“ＣＣＯ”出力端子を有する。信号
“Ｃｏ　Ｉ　ＬＣＵＲ“はコイル３１を流れるコイル電
流量を指示する。バイボラ−・リニア集積回路Ｕ１の内
部動作を及び各種入出力の動作についてはあらためて後
述する。

以　　下　　余　　白 抵抗素子Ｒ１６の他方の側はダイオードＣＲ４のアノー
ドと接続し、ダイオードＣＲ４のカソードは容量性素子
Ｃ１３の一方の側、抵抗素子Ｒ１７の一方の側及びマイ
クロプロセッサＵ２のＡＮ３入力端子と接続する。ＡＮ
３入力端子は制御下にある系の線電圧を示す信号“ＬＶ
ＯＬＴ”を受信する。容量性素子Ｃ１３の他方の側及び
抵抗素子Ｒ１７の他方の側は接地している。

占イル制御盤２８には、信号または機能“ＧＮＤ”　（
接地）、“ＭＣＵＲ”　（人力）、“ＤＥＬＡＹ”　（
入力）、“＋５■”　（電源）、“＋１０Ｖ”　（電源
）及び“−７■”　（電源）を供給される端子を有する
コネクタまたは端子ブロックＪ２を別設する。制御信号
Ｚ、Ａ、Ｂ、Ｃ及びＳＷもここで形成される。

マイクロプロセッサＵ２の端子ＧＮＤ及びＡＧＮＤは接
地している。マイクロプロセッサＵ２の端子ＡＮ２は端
子ボードＪ２の″ＭＣＵＲ″端子と接続し、マイクロプ
ロセッサＵ２の端子ＣＬ２はクリスタルＹ１の一方の側
と接続し、クリスタルＹ１の他方の側はマイクロプロセ
ッサＵ２の端子ＣＬＩと接続する。端子ＣＬ２は容量性
素子Ｃ１４の一方の側とも接続する。また、端子ＣＬＩ
は容量性素子Ｃ１５の一方の側とも接続する。容量性素
子Ｃ１４及びＣ１５の他方の側は系のアースと接続して
いる。マイクロプロセッサＵ２の端子ＤＶＬは端子ボー
ドＪ２の“＋５■”端子と接続する。

リニア・アナログ回路Ｕ１は調整電源ＲＰ５を内蔵し、
その入力は“＋■”入力端子と、その出力は“＋５■”
出力端子とそれぞれ接続する。本発明の好ましい実施例
では、未調整１０ボルト値ＶＹが調整電源ＲＰＳ内で高
度に調整された５ボルト信号■Ｚまたは＋５■に変換さ
れる。また、本発明の好ましい実施例では３．２ボルト
に設定される調整電源ＲＰＳの内部出力源ＣＯＭＰＯが
コンパレータＣＯＭＰの基準（−）と接続する。

コンパレータＣＯＭＰの一方の入力（＋）には■ＤＤＳ
信号が供給される。コンパレータＣＯＭＰの出力をＶＯ
Ｋで表わしである。入力端子”ＬＩＮＥ″、”ＲＵＮ″
、“５ＴＡＲＴ”及びＲＥＳＥＴ”はリニア集積回路Ｕ
１中のクリップ／′クランプ回路ＣＬＡと接続し、本発
明の好ましい実施例の場合、関連の信号がＤＣ電圧信号
かＡＣ電圧信号かに関係なく、マイクロプロセッサＵ２
に供給される信号の範囲を＋４．６ボルトから−０，４
ボルトの間に制限する。リニア回路Ｕ１は“Ｔ　ＲＩ’
　Ｇ”入力を受信し、ＧＡＴＥ出力を供給するゲート増
幅回路ＧＡを内蔵する。また、ＤＥＡＤＭＡＮ信号″Ｄ
Ｍ”を受信し、”ＲＳ”においてリセット信号ＲＥＳを
供給するＤＥＡＤＭＡＮ／リセット回路ＤＭＣはもしＤ
ＥＡＤＭＡＮ機能が行われるとゲート増幅器ＧＡがゲー
ト信号ＧＡＴＥを出力しないようにＩ”においてゲート
増幅器ＧＡに対する禁止信号をも供給する。さらに、端
子”ＣＣＩ”からコイル電流信号を受信し、後述するよ
うな態様でマイクロプロセッサＵ２が利用する出力信号
Ｃｏ　Ｉ　ＬＣＵＲを端子ＣＣ０ｈ）ら出力するコイル
電流増幅器ＣＣＡをも設ける。

種々の入出力端子においてマイクロプロセッサＵ２によ
って提供される機能については後述する。

ケーブル６４を介してコイル電流制御慇２８と接続して
これと補完関係にあるコネクタＪ１０１及びコネクタＪ
１０２を含む過負荷継電盤６０をも設ける。上記電流−
電圧トランスデユーサまたはトランスフォーマ−６２は
過負荷継電盤６０によって制御される３相電気システム
のための３つのトランス６２Ａ、６２Ｂ、６２Ｃで表わ
すことができる。これらの電流−電圧トランスデユーサ
６２Ａ、６２Ｂ、６２Ｃの各２次巻線の一方の側は接地
しており、他方の側はそれぞれ抵抗素子Ｒ１０１、Ｒ１
０２，Ｒ１０３の一方の側と接続する。抵抗素子Ｒ１ｏ
ｔ、Ｒ１０２，Ｒ１０３の他方の側とそれぞれ接続する
端子ａＯＲ，ｂＯＲ。

ｃＯＲを有する三重２チヤンネル・アナログ・マルチプ
レクサ／デマルチプレクサまたは伝送ゲートＵ１０１を
も設ける。ゲートＵ１０１のａｙ。

ｂｙ及びＣｙ端端子接地している。ゲートＵＩＯ１の端
子ａｘ、ｂｘ及びＣＸは電気的に一括され、積分コンデ
ンサＣ１０１の一方の側及び整流器ＣＲＩ　Ｏ１のアノ
ードと接続する。コンデンサＣ１０１の他方の側は整流
器ＣＲ１０２のカソードと接続し、ＣＲ１０２のアノー
ドは前記整流器ＣＲ１０１のカソード、差動増幅器Ｕ１
０３の出力及び第２の三重２チヤンネル・アナログ・マ
ルチプレクサ／デマルチプレクサＵ１０２のｂＯＲ端子
と」妾続する。積分コンデンサＣ１０１の他方の側はゲ
インＵ１０５を含む緩衝増幅器の正入力端子及び上記第
２アナログ・マルチプレクサ／デマルチプレクサまたは
伝送ゲートＵ１０２のｃＯＲ出力端子とも接続する。伝
送ゲートＵ１０１の前記一括端子ａｘ、ｂｘ、ａｘは伝
送ゲートＵＩＯ２のａｙ及びｃｘ端端子も接続する。伝
送ゲートまたはアナログ・マルチプレクサ／デマルチプ
レクサＵ１０２のａＸ端子は接地している。装置Ｕ１０
２のａＯＲ端子は容量性素子ＣｌＯ２の一方の側と接続
し、素子ＣｌＯ２の他方の側はマルチプレクサ／デマル
チプレクサＵ１０２のｂｘ端端子び上記差動増幅器Ｕ１
０３の負入力端子と接続する。上記差動増幅器Ｕ１０３
の正入力端子は接地している。差動増幅器Ｕ１０５の負
入力端子はポテンショメータＰ１０１のワイパーと接続
し、ポテンショメータＰ１０１の一方の主端子は接地し
、他方の主端子は端子ボードＪ１０２に“ＭＣＵＲ”出
力信号は抵抗素子Ｒ１０３の一方の側から供給され、抵
抗素子Ｒ１０３の他方の側は差動増唱着Ｕ１０５の出力
、ダイオードＣＲ１０４のアノード及びダイオードＣＲ
１０５のカソードと接続している。ダイオードＣＲＩ　
Ｏ５のアノードは接地し、ダイオードＣＲ１０４のカソ
ードは＋５■電源端子ＶＺと接続する。装置ＵＩＯＩ、
Ｕ１０２、Ｕ２Ｏ５は一７電源から給電される。＋１０
Ｖ電源電圧が上記利得増幅器Ｕ１０５及び抵抗素子１０
４の一方の側に供給され、抵抗素子１０４の他方の側は
電源、上記伝送ゲート０１０１、Ｕ２Ｏ５及びダイオー
ドＣＲ１０６のアノードと接続し、ダイオードＣＲ１０
６のカソードは＋５■電源電圧と接続する。端子ボード
Ｊ１０２の＋’５Ｖ電源レベルしＺは他方の側が接地し
ているフィルタ容量性素子ＣｌＯ３の一方の側、及びポ
テンショメータＰ１０２の一方の主端子にも供給され、
ポテンショメータＰ１０２の他方の主端子は接地してい
る。ポテンショメータＰ１０２のワイパーは端子ボード
Ｊ１０１を介してマイクロプロセッサＵ２の端子ＡＮＯ
に“Ｄ　Ｅ　Ｌ　Ａ　Ｙ　”出力信号を供給する。上記
アナログ・マルチプレクサ／デマルチプレクサ装置Ｕ１
０１の制御端子Ａ。

Ｂ、Ｃは並−直列８ビツト静止シフトレジスタＵ１０４
のＡ、Ｂ、Ｃ信号端子とそれぞれ接続する。信号Ａ、Ｂ
、Ｃはマイクロプロセッサ４２の端子０３２．０３１，
０３０からそれぞれ供給される。

極ＡＭ、Ｃｏ、Ｃ１，ＳＰ、ＨＯ，Ｈ１，Ｒ２、Ｒ３を
有する８極スイツチ５ＷＩＯＩを設ける。各スイッチ極
の一方の側は並−直列８ビツト静止シフトレジスタＵ１
０４のＰＯ乃至Ｐ７入力端子を介して５ボルト電源ｖＺ
と接続し、前記レジスタＵ１０４の“ＣＯＭ”出力端子
は端子ボードＪ１０１及びマイクロプロセッサＵ２の端
子１１０から“ＳＷ”信号を受信する。上記参照記号“
ＨＯ”乃至“Ｈ３”は過負荷継電盤６０によって制御さ
れるような装置が“ヒーター”クラスであることを表わ
す。スイッチ５ＷＩＯＩにおける前記４極ＨＯ乃至Ｈ３
のいくつかまたは全部を適当に操作することにより、過
負荷継電盤６０によって保護されるヒーター・クラスの
装置を表わすことができる。

第２．８．９及び１０図を参照してコイル制御盤２８及
び過負荷継電盤６０の製作に利用されるプリント回路盤
の構成を説明する。具体的には、コイル制御盤２８には
端子ブロックＪ１のほかにコイル集合体３０が配置され
ており、図面ではコイル集合体３０のコイルを省いて示
しである。コイル集合体３０はばね座３２及びコイル座
３１Ａを含む。コイル制御盤２８にはコネクタＪ２をも
設け、平形ケーブル６４の一端をはんだ付けなどによっ
て前記コネクタＪ２に挿着する。平形ケーブル６４の他
端は過負荷継電盤６０のコネクタＪ１０２、Ｊ１０２に
達している。３相電流用として第８図に３相電流器６２
を過負荷継電盤６０上に６２Ａ、６２Ｂ、６２Ｃで示し
た。スイッチ５Ｗ１０１として８極デイツプ・スイッチ
を設ける。また、工場校正及び遅延調節用としてそれぞ
れ利用されるポテンショメータＰＩＯＩ、Ｐ１０２をも
図示した。

本発明の好ましい実施例では、あらかじめ成形し、はん
だ付けし、接続した単一片のプリント回路盤材料上にコ
イル制御盤２８及び過負荷継電盤６０を形成する。次い
で、例えば、首細部１０２を折ることにより、単一片プ
リント回路盤材料を領域１００において分離して、特に
第２及び１０図から明らかなように互いに直角にヒンジ
結合された過負荷継電盤６０及びコイル制御盤２８を形
成する。

次に第２及び１１図に沿ってコイル制御盤２８及び過負
荷継電盤６０の装置及び電気的素子を利用する制御回路
構成の実施例を説明する。具体的には、３木の主給電線
Ｌｌ、Ｌ２．Ｌ３を設け、これにより適当な３相電源か
ら３相ＡＣ電力を供給する。これらの給電線はそれぞれ
接触器ＭＡ。

ＭＢ、ＭＣを介して給電する。端子ブロックＪ１は端子
″Ｃ″、“Ｅ”、　Ｐ″、　′３”、　　’Ｒ”を含み
、これらの参照記号はそれぞれ機能または接Ｗｃ　”Ｃ
０ＭＭ０Ｎ”　、”ＡＣＰＯＷＥＲ”　。

”ＲｔＪＮ　　ＰＥＲＭＩＴ／５ＴＯＰ”、　　“５Ｔ
ＡＲＴ−ＲＥＱＵＥＳＴ”、及びＲＥＳＥＴ”を表わす
。例えば、第８．９．１０図から既に明らかなように、
コイル制御盤２８は多目的ケーブル６４を介して過負荷
継電盤６０と交信する。過負荷継電盤６０は上述した機
能を果すスイッチ５Ｗ１０１を含み、変流器６２Ａ乃至
６２Ｃの２次巻線が過負荷継電盤６０と接続している。

また、変流器６２Ａ乃至６２Ｃの２次巻線が過負荷継電
盤６０と接続している。変流器６２Ａ乃至６２Ｃは端子
ＴＩ、Ｔ２．Ｔ３を介して線Ｌｌ、Ｌ２．Ｌ３と接続し
ているモータに供給される線Ｌ１．Ｌ２、Ｌ３を流れる
瞬間線電流ｉＬ１．ｉＬ２．ｉＬ３をモニターする。電
力は例えば、線Ｌｌ、Ｌ２間に１次巻線が接続されてい
る変流器ＣＰＴを介してコイル制御盤２８及び過負荷継
電盤６０に供給される。変流器ＣＰＴの２次巻線は端子
ブロックＪ１の“Ｃ”及び“Ｅ′端端子接続する。変流
器ＣＰＴ２次巻線の一方の側は常閉ＳＴＯＰ押ボタンの
一方の側及び常開ＲＥＳＥＴ押ボタンの一方の側に接続
することができる。５ＴＯＰ押ボタンの他方の側は端子
ブロックＪ１の“Ｐ”入力端子及び常開５ＴＡＲＴ押ボ
タンの一方の側と接続する。常開５ＴＡＲＴ押ボタンの
他方の側は端子ブロックＪ１の”３”入力端子と接続し
、ＲＥＳＥＴ押ボタンの他方の側は端子ブロックＪ１の
リセット端子Ｒと接続する。上記押ボタンを公知の態様
で操作することによりコイル制御盤２８及び過負荷継電
盤６０に制御情報を供給することができる。

第２，７Ｃ及び１２乃至１８図を参照しながら、本発明
の各種変流ｕ６２の構成及び動作を考察する。従来型の
電流検知用トランスは１次巻線電流に比例する２次巻線
電流を形成する。この種の変流器からの出力電流信号が
抵抗性電流分路に供給され、分路電圧が過負荷継電盤６
０に組込まれるような電圧検知電子回路に供給される時
、入出力間に比例関係か存在する。１次巻線を流れる電
流の導関数に比例する２次巻線電圧を供給することによ
り、リニア・カプラーとも呼ばれる空心変成器を電流検
知用に使用することができる。従来型の鉄心変流器及び
リニア・カプラーにはいくつかの欠点がある。欠点の１
つとして、所与の変流器設計条件に応じて出力電圧を変
えるために従来型変流器の“巻数比“を変えねばならな
い。本発明の変流器では、変流器の磁心に現われる磁束
の経時変化率は磁心に磁束飽和が存在しない状態におい
て１次巻線を流れる電流に比例する。１次巻線を流れる
電流の導関数に比例する出力電圧が発生し、出力電圧と
電流の比が容易に変化するから、種々の電流検知に応用
できる。鉄心変流器は比較的大型になり易いが、本発明
の変流器は小型化が可能である。

特に第１２図から明らかなように、本発明の変流器６２
Ｘは実質的に不連続なエア・ギャップ１１１を有する環
状磁心１１０を含む。１次電流ｉＬ１、即ち、検知すべ
き電流は磁心１１０の中心を通るから、線Ｌ１に対応す
る単巻入力１次巻線を形成する。変流器６２Ｘの２次巻
線１１２は説明の便宜上Ｎ２の巻数を有する多重の巻回
部分を含む。２次巻線１１２は変流器をモニターする電
子回路を駆動するに充分な電圧レベルを出力できるだけ
の巻数を有する。磁心１１０の円周方向長さは説明の便
宜上℃１と設定し、エア・ギャップ１１１の長さをＪ１
２と設定する。

磁心の断面積をＡ１、エア・ギャップの断面積をＡ２と
する。変流器の出力電圧はエア・ギャップｆＬ２の有効
長を変えることによって変化させる。

そのためには、東１５及び１６図に示すようにエア・ギ
ャップ１１１に金属シムを挿入するか、または第１７図
に示すように変流器磁心構造の別々の部分を８動させて
エア・ギャップ１１１を小さくしたり大きくしたりすれ
ばよい。エア・ギャップ１１１の長さが設定されると、
変流器の入力巻線を流れる入力電流ｉＬ１の導関数にほ
ぼ比例する出力電圧ｅＯ（ｔ）を出力する比較的小型の
電流検知変流器が形成される。この構成の長所の１つと
して、必ずしも正弦波または周期的入力電流を使用しな
くてもよい。例えば第１２図に示す変流器６２Ｘの２次
巻線からの出力電圧ｅＯ（ｔ）は方程式（１）によって
与えられる。

Ｎ１・Ｎ２　　　　ｄ ｅ　０（ｔ）　＝　　　　　　　　　　　　（ＩＬＬ　
ｓｉｎ　　ωｔ）ｆｌｌ　　　　Ｎ２　　　ｄｔ □＋□　　　　　・・・（１） μＩＡＩ　　μ２Ａ２ μｍ及びμ２はそれぞれ磁心１１０及びエア・ギャップ
１１１の透磁率である。ω（オメガ）は瞬間電流ｉＬ１
の周波数であり、ＩＬＬ　　は瞬間電流ｉＬ１のピーク
振幅に等しい。エア・ギャップ１２の長さ及び周波数ω
以外のすべてのパラメータが不変である場合、方程式（
１）は簡略化して方程式（２）となる。

Ｎ　１　・　Ｎ２ ｅ　０（ｔ）＝　　　　　　　　　　　　［ωＩ　Ｌｌ
ｃｏｓ　　（Ｌ）　ｔ　］　　（２）ｋｌ＋に２Ｊ２ま ただし、括弧内の項は方程式（１）の導関数部分と等価
である。

方程式（２）の電圧ｅｏ（ｔ）が第１３図に示す１１３
のような積分回路の、本発明の好ましい実施例として第
７図に示すような端子に供給されると、積分回路１１３
の出力は次の方程式（３）で表わされる。

Ｎ１・Ｎ２ ｅ’０（ｔ）　　　＝　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　ＩＬｌｓｉｎ　　ω　ｔ　　　　　（３）ｋｌ
＋　ｋｉ　２ エア・ギャップ１１１の長さ１２が変化すると、入力端
子ｉＬ１に正比例する出力電圧ｅ“０（ｔ）はエア・ギ
ャップ１１１の長さｆＬ２に反比例して変化する。第１
４図はエア・ギャップ１１１の長さ旦２の変化と、出力
電圧ｅ’ｏ（ｔ）を入力端子（例えば１Ｌ１）で割算し
た値との関係を示すグラフである。１次局波数ωが一定
であるか、または一定であると仮定される特殊な場合に
は、第１３図の積分回路１１３を使用する必要はなく、
この場合、方程式（２）を方程式（４）に書き直すこと
ができる。

ｅＯ（ｔ）＝　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　ＩＬｌｃｏｓ　　　ω　ｔ　　　　　（４）ｋｌ＋ｋ
１２ 定周波数項ωかに４の一部を形成する。この場合、変流
器２次巻線１１２からの出力ｅｏ（ｔ）は入力電流ＩＬ
Ｉに比例し、エア・ギャップ１１１の長さｆ１２に反比
例して変化する。

特に第１５．１６．１７図に関連して説明すると、いく
つかの電流範囲を同一の変流器を利用して検知したい場
合、エア・ギャップ１１１の長さ１２を効果的に変える
ことによって出力電圧ｅｏ（ｔ）を変えることができる
。そのためには、所要の出力電圧ｅＯ（ｔ）の範囲に応
じて変流器６２Ｙのエア・ギャップに所定幅のシムを挿
入すればよい。あるいは、変流器６２Ｚのエア・ギャッ
プ１１１に楔形にセミコア１１９を挿入してもよい。

さらにまた、第１７図の変流器６２Ｕでは、その磁心を
２つの部分１１６Ａ、１１６Ｂに分割し、２つの補完的
なエア・ギャップＩＩＩＡ、１１１Ｂを形成することで
同様の成果が得られる。第１２−１７図は１次巻線を流
れる電流量にほぼ比例する磁束が磁心に発生するように
磁心に１次巻線を配した電流−電圧トランスデユーサを
示す。磁心は非連続的な、ただし可変的なエア・ギャッ
プを有し、このエア・ギャップは値工１に等しいかまた
はこれよりも小さい電流値において磁心中に磁気飽和が
起こるのを防止する第１の磁気抵抗を有する。また、磁
心中の磁束にほぼ比例する電圧■が出力端子に現れるよ
うに磁心に２次巻線を配設する。電圧■は第１磁気抵抗
及び１１に等しいかまたはこれよりも小さい電流量の値
に対しては電圧ｖ２に等しいか、またはこれよりも小さ
い。

可変の、ただし非連続的なエア・ギャップは１１よりも
大きい■２に等しいかまたはこれよりも小さい電流Ｉの
値に対して磁心に磁気飽和が起こるのを防止する第２の
、前記第１磁気抵抗よりも高い６Ｂ気抵抗値が得られる
ように変化させることができる。第２のエア・ギャップ
磁気抵抗値及びＩ２以下またはこれに等しい電流値に対
して電圧■は■１またはそれ以下の値を維持する。

特に第１８図から明らかなように、−見したところ幅の
広い非連続エア・ギャップ１１１は具えていないが、微
粒状の磁心材料１２２の間にエア・ギャップ１２４が均
一に配分されている例えばフェライトのような焼結また
は王縮粉末金属から成る均買磁心１２０を変流器６２Ｓ
に利用することもできる。前記エア・ギャップ１２４は
第１２図に示す１１１のような非連続エア・ギャップと
同じ効果を有するが、漂遊磁界の影響を軽減し、極めて
信顆度の高い小型変流器の実現を可能にする。このよう
な変流器は粉末金属に圧縮加工などを施して粉末金属１
２２の部分及び金属粒の周りに微視的かつ均一に配分さ
れたエア・ギャップ１２４を有する磁心に成形すること
によって形成することができる。このように構成された
磁心は飽和の必要がなく、励磁電流の導関数に比例する
出力電圧を発生させる。本発明の１実施例では上記エア
・ギャップ中に非磁性絶縁材を配置する。

次に第７Ａ乃至７Ｄ図、第１１．１９．２０及び２１図
に沿ってシステムの動作態様を説明する。システム線電
圧（例えば第１１図のＶＡＢ）はマイクロプロセッサＵ
２をＡＣ線電圧と同期させるのに利用されるＬＩＮＥ信
号によって表わされる。これは種々の給電電圧、例えば
、ＶＸ、ＶＹ、■Ｚを発生させる。同じくパワー・オン
・リセット回路として利用されるデツトマン回路ＤＭＣ
は先ず５ボルトの１０ミリセコンド・リセット信号ＲＥ
ＳをマイクロプロセッサＵ２に供給する。

この信号はマイクロプロセッサＵ２の出力を高インピー
ダンス・レベルに設定し、内部プログラムをメモリ場所
Ｏに設定することによってマイクロプロセッサＵ２を初
期設定する。スイッチ人力は入力Ｂ４１−Ｂ４３を介し
て読取られる。アルゴリズムは第１９図に示した通りで
ある。常態では端子Ｂ４１．Ｂ４２．Ｂ４３はマイクロ
プロセッサＵ２の入力端子であるが、放電のための上記
コンデンサの放電パスとなる出力端子としても構成され
ている。その理由は次の通りである。即ち、人力押ボタ
ンか開くと、上述したようにまたはマイクロプロセッサ
からの漏れ電流によってＣ４゜Ｃ５，Ｃ６が充電された
状態になる可能性がある。１ね電流は誤ってロジック１
と解釈されかねない電圧レベルにまでコンデンサを充電
する。従って、容量性素子Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６を周期的に
放電させる必要がある。第１９図におけるロジック・ブ
ロック１５２の“ＲＥＡＤＳＷＩＴＣＨＥＳ”アルゴリ
ズムは次のように質問する。。マイクロプロセッサＵ２
の８４０入力端子において線信号ＬＩＮＥから読取られ
る線電圧は正の半サイクルであるか？“この質問に対す
る回答が“イエス”なら、それぞれ入力端子Ｂ４１．Ｂ
４２．Ｂ４３における“５ＴＡＲＴ”、”ＲＵＮ”及び
″ＲＥＳＥＴ″信号がデジタル１かデジタルＯかをチェ
ックするロジック・ブロック１５４が利用される。回答
に関係なく、上記質問がなされると、機能ブロック１５
６に示すアルゴリズムの次のステップにおいて命令“Ｄ
ＩＳＣ：ＨＡＲＧＥ　ｃＡｐＡｃｒｒｏＲｓ”が発せら
れる。この時点においてマイクロプロセッサＵ２の端子
Ｂ４１乃至Ｂ４３は；に内部設定され、上述したように
コンデン′すを放電させる。これは線電圧の正の半サイ
クル中に起こる。機能ブロック１５２において提起され
た質問に対する回答が“ノー”ならば、線電圧は負の半
サイクルにあり、入力端子Ｂ４１乃至Ｂ４３がコンデン
サ放電モードから解放されるのはこの半サイクルにおい
てである。以上、モータ制御装置に関して説明したが、
本発明はＡＣ電圧信号の存在を検知する装置にも応用で
きる。

以下余白 初期設定が行われたのち、マイクロプロセッサＵ２はリ
ニア集積回路Ｕ１からのＶＯＫ出力信号の状態をモニタ
ーするため入力端子Ｉ　ＮＴＯをチェックする。もしマ
イクロプロセッサＵ２に内蔵されているランダム・アク
セス・メモリＲＡＭの電圧がすでに記憶されているデー
タの信顆性を保証するに充分な高さなら、前記信号はデ
ジタル０となる。容量性素子Ｃ９はランダム・アクセス
・メモリへの給電電圧ＶＤＤをモニターし、蓄積する。

例えば、停電中、系全体への給電が断たれることによっ
て電圧ＶＤＤが除かれても、容量性素子Ｃ９はしばらく
は電圧ＶＤＤを維持するが、結局は放電する。容量性素
子Ｃ９の電圧はＶＤＤＳであり、上述した態様で再びリ
ニア集積回路Ｕ１に供給される。出力信号ＶＯＫを電圧
Ｖ　Ｄ、Ｄが低過ぎることを示すデジタル１とするか、
電圧ＶＤＤが安全値であることを示すデジタルＯとする
かはこの電圧ＶＤＤＳ次第である。

マイクロプロセッサＵ２はまた、その入力端子ＡＮ３に
おいて入力信号ＬＶＯＬＴを受信する。

０乃至ボルトのこの電圧は制御線ＬＩＮＥの電圧に比例
する。マイクロプロセッサＵ２はこの情報を３通りに利
用する。即ち、（１）第６図に開運して既に述べたよう
に接触器１０の接点閉成プロフィルを選択するのに利用
する。適切な閉成プロフィルは線電圧に応じて異なる。

信号ＬＶＯＬＴはマイクロプロセッサＵ２に電圧情報を
提供し、マイクロプロセッサＵ２は線電圧の変化に対応
してトライアックなどのようなゲート制御装置Ｑ１の点
弧位相または遅延角α１．Ｃ２などを変化させる。（２
）ＬＶＯＬＴ信号は線電圧が接触器１０を閉成させるほ
ど高いかどうかを判定するためにも利用される（表１参
照）。確実な閉成動作が起こるための線電圧または制御
電圧の下限値があり、多くの場合、この下限値は公称線
電圧の６５％である。本発明の好ましい実施例では、こ
れを７８■ＡＣとなるように選択する。（３）最後に、
マイクロプロセッサがＬＶＯＬＴ信号を利用して、適当
な時点に論理的に接点を開放する電圧下限値が存在する
かどうかを判定する。この電圧は多くの場合最大電圧の
４０％である。線電圧信号ＬＶＯＬＴによって線電圧が
最大値の５０％以下であることが示唆されると、マイク
ロプロッサＵ２が接点を自動的に開放させてフェールセ
ーフ動作を行う。本発明の好ましい実施例では、これを
４８ＶＡＣとなるように選択する。マイクロプロセッサ
Ｕ２は第２０図の“ＲＥＡＤ　　ＶＯＬＴＳ”アルゴリ
ズムに従ってＬＶＯＬＴ信号を読取るＬＶＯＬＴ信号は
第２０図のＲＥＡＤ　　ＶＯＬＴＳ”アルゴリズムにお
いて利用される。判断ブロック１６２は“これは正の電
圧半サイクルか？”と問う。この質問とその回答は第１
９図における判断ブロック１５２の場合と同様に行われ
る。判断ブロック１．６２における質問に対する回答が
“ノー”なら、アルゴリズムは起点に戻る。もし回答が
“イエス”なら、命令ブロック１６４がマイクロプロセ
ッサに対して、判断ブロック１６２の判断に基づいて存
在する信号をアナログ／デジタル変換するためマイクロ
プロセッサＵ２のＡＮ３人力を選択するように命令する
。この情報は上述の態様で利用するため、命令ブロック
１６８の命令に基づくマイクロプロセッサＵ２のメモリ
場所に記憶され、アルゴリズムが起点に戻る。

再び表１において、マイクロプロセッサへの次の人力は
Ｃ０ＬＣＵＲで示されている。これは閉ループコイル電
流制御系の一部である。リニア回路Ｕ１への人力ＣＣＩ
は抵抗素子Ｒ７における電圧降下に応じた、コイル３１
を流れる電流を測定する。この情報は上述のように適当
にスケーリングされ、Ｃｏ　Ｉ　ＬＣＵＲ信号によって
マイクロプロセッサＵ２に伝送される。ＬＶＯＬＴ信号
によって与えられる線電圧を知らねばならないように、
Ｃ０ＬＣＵＲ信号によって与えられるコイル電流も知ら
ねばならない。

Ｃｏ　Ｉ　ＬＣＵＲ信号は第２１図に示す“ＣＨＯＬＤ
“アルゴリズムに従って利用される。先ず、命令ブロッ
ク１７２に記入しであるように、マイクロプロセッサは
捕捉的な導通遅延をフェッチするように命令される。角
度α７は一定の導通遅延角、例えば、５ミリセカンドと
この捕捉分との和である。次いでマイクロプロセッサＵ
２は適当な時点、即ち、角度α７が経過するまで待機し
、命令ブロック１７４の命令に従ってトライアックまた
はシリコン制御装置Ｑ１を点弧させる。マイクロプロセ
ッサは端子Ｂ５２から“ＴＲＩＧ”信号を発することに
よってこの点弧を行ない、第７Ａ及び７Ｂ図に関連して
述べた態様で増幅器ＧＡ及びそのＧＡＴＥ出カ端出金端
子て集積回路Ｕ１のＴＲＩＧ入力端子に供給してシリコ
ン制御整流トライアックまたは同様のゲート制御装置。

１のゲートを作動させる。次いで命令ブロック１７６の
命令に従って、抵抗素子Ｒ７を流れかつセミカスタム集
積回路Ｕ１のＣＣＩ入カにおいて測定される電流が増幅
器ＣＣＡを介してｃｃｏ出カヘマイクロプロセッサＵ２
の端子ＡＮ２に対するＣ０ＩＬＣＵＲシリコン制御装ｆ
Ｑ１を点弧させる。マイクロプロセッサは端子Ｂ５２か
ら″’ＴＲＩＧ″信号を発することによってこの点弧を
達成し、第７Ａ及び７Ｂ図に関連して述べた態様で増幅
器ＧＡ及びそのＧＡＴＥ出力端子を介して集積回路Ｕ１
のＴＲＩＧ入力端子、に供給してシリコン制御整流トラ
イアックまたは同様のゲート制御装置Ｑ１のゲートを作
動させる０次いで命令ブロック１７６の命令に従って、
抵抗素子Ｒ７を流れかつセミカスタム集積回路Ｕ１のＣ
ＣＩ入力において測定される電流が増幅器ＣＣＡを介し
てｃｃｏ出力へマイクロプロセッサＵ２の端子ＡＮ２に
対するＣ０ＬＣＵＲ信号として供給される。マイクロプ
ロセッサはこのＣｏ　Ｉ　ＬＣＵＲ信号を繰換えしＡ／
Ｄ変換することによりその最大値を求める。次いで判断
ブロック１７８の判断に従ってこの最大電流がマイクロ
プロセッサＵ２においてマイクロプロセッサＵ２に供給
される調整点とｉヒ較され、最大電流が調整点によって
決定される電流よりも大きいか否かが判定される。本発
明の好ましい実施例では２００ミリアンペアのＤＣ成分
となるように調整点ピーク電流が設定される。必要に応
じて角度α７を変化させることによりこの励起レベルを
維持する。判断ブロック１７８の質問に対する回答が“
イエス”なら、マイクロプロセッサ内で導通遅延が次に
高い値まで上向きにデジタル増分される。これは一度に
少なくとも１有効ビツトだけカウンタを増分することに
よって行われる。

その結果、例えば第６図の遅延角α７がより大きく、従
って電流パルス１２４がより小さくなり、トライアック
などのようなゲート制御装置Ｑ１を流れる半サイクルご
との平均電流が小さくなる。

逆に判断ブロック１７８における質問に対する回答が”
ノー”なら、マイクロプロセッサ内のカウントが少なく
とも１有効ビット減分されることによって遅延角α７が
縮小し、電流パルス１２４が増大する０機能ブロック１
７８における質問に対する回答に関係なく、命令ブロッ
ク１８０及び１８２が要求する増減分が完了すると、ア
ルゴリズムは以後゛周期的に利用されるため起点に戻る
。必要に応じて半サイクルごとのα７を変化させること
により、駆動電圧またはコイル抵抗の変化に関係なくコ
イル電流がＨＯＬＤ段階を通して調整値に維持されるこ
とになる。

入力ＬＶＯＬＴ及びＣｏ　Ｉ　ＬＣＵＲはマイクロプロ
セッサＵ２の出力Ｂ５２からリニア回路Ｕ１のトリガー
人力ＴＲＩＧヘトリガー信号ＴＲＩＧが供給される時点
を決定する重要な値である。リニア回路Ｕ１は上述した
態様でトリガー信号ＴＲＩＧを利用することにより、サ
イリスタＱ１のゲート端子に上述した態様でゲート出力
信号ＧＡＴＥを供給する。

線電流ｉＬ１．ｉＬ２．ｉＬ３を検出し、測定する装置
及び方法を第２２．２３，２４．２５図及び第７Ａ乃至
７Ｄ図に沿って説明する。伝送ゲートＵ１０１について
は、そのａｘ、ｂｘ及びＣＸ出力端子が一括して積分コ
ンデンサＣ１０１の一方の側と接続している。マイクロ
プロセッサＵ２は表２に示すデジタル配列に従って伝送
ゲートＵ１の関連入力に信号Ａ、Ｂ、Ｃを供給すること
によりゲートＵ１０１におけるパラメータ選択を制御す
る。この動作により、変流器６２Ａ、６２Ｂ、６２Ｃの
２次巻線電圧を３２半サイクル増分で逐次サンプリング
することができる。積分コンデンサＣ１０１は後述する
ような態様で充電される。既に述べたように、変流器６
２Ａ、６２Ｂ。

６２Ｃの２次巻線出力電圧は主給電線Ａ、Ｂ、Ｃをそれ
ぞれ流れる線電流ｉＬ１．ｉＬ２．ｉＬ３の数字的な差
と関連する。この電圧は抵抗素子Ｒ１０１、Ｒ１０２ま
たはＲ１０３にそれぞれ印加することで充電電流に変換
されるから、積分コンデンサＣ１０１の電圧ＶＣ１０１
も線サイクルごとに変化する。後述する態様で３２線サ
イクルの積分が行われたのち初めてコンデンサが放電さ
れる。

以　　下　　余　　白 表　　　２ Ｕ１０１論理入力　　　　　感知電流 ＢＡ １　　１　　０　　　　　　　　ｉ　ＬＡｌ　　　０　
　１　　　　　　　　ｉ　ＬＢｏ　　　１　　１　　　
　　　　　ｉ　ＬＣｏ　　　０　　０　　　　　　　　
ｉ　ＧＲＤＺ入力信号と相俟って動作する伝送ゲートＵ
１０２は積分回路の接続関係を変え、積分コンデンサＣ
１０１は周期的に回路動作を起動させ２．る。これはＺ
＝ｏの時に起こる。積分コンデンサＣｌ０１の出力電圧
Ｖ　Ｃｌ０Ｉはゲインを含む緩衝増幅器Ｕ１０５に供給
されて信号ＭＣＵＲを形成し、これがマイクロプロセッ
サＵ２のＡＮ１入力に供給される。マイクロプロセッサ
Ｕ２は第２２図に示した“ＲＡＮＧＥ“アルゴリズムの
態様で信号ＭＣＵＲによって与えられるデータをデジタ
ル化する。電圧信号ＭＣＵＲはマイクロプロセッサＵ２
に内蔵されている８ビツト、５ボルトのＡ／Ｄコンバー
タ２００へ単一アナログ人力として供給される。Ａ／Ｄ
コンバータ２００を第２３図に示した。用途に応じた広
い範囲に亘って変化する線電流を測定できるためには本
発明のシステムを利用することが望ましい。例えば、段
階によっては１゜２００アンペアにも及び高い線電流を
測定しなければならないことがあり、また、１０アンペ
ア以下の線電流を測定したい場合もある。システムのダ
イナミックレンジを広げるため、マイクロプロセッサＵ
２は内蔵するＡ／Ｄコンバータ２００の所定ビットであ
る８ビツト出力を１２ビツトに拡弓長する。

説明の便宜上、以上に述べた動作を検知変流器６２Ａ及
び抵抗器Ｒ１０１に関連する図示例で詳述する。なお、
変流器６２Ｂと抵抗器Ｒ１０２゜及び変流器６２Ｃと抵
抗器１０３もそれぞれ同様に利用できる。また、すべて
の電流関数に対応して ｄｉ（ｔ） ｅＯ（ｔ）　　〜□ ｄｔ が成立する。変流器６２Ａにおけるエア・ギャップ１１
１の長さ１２が特定用途に対して一定である（あるいは
第１８図の変流器６２Ｓが使用される）と仮定し、ｉ　
（ｔ）が正弦波、即ち、Ｉ　Ｌｌ　ｓｉｎ　　ωｔであ
ると仮定すれば、方程式（１）によって定義された変流
器の出力電圧は下記方程式（５）に示すような形に書き
直すことができる。

Ｋ５　ｄ　（ＩＬＩ　ｓｉｎ　　ωｔ　）ｅＯ（ｔ）＝
□ ｄｔ　　　　　　　　、（５） 出力電圧ｅＤ（ｔ）は抵抗Ｒ１０１に印加されて、方程
式（６）に従って積分コンデンサＣ１０１の充電電流ｉ
ｃＨに変換される。これを単位振幅（Ｐ、Ｕ、）で表わ
したものをグラフで示したが第２５Ｂ図である。

ｅＯ（ｔ）　　　　Ｋ６　ａ　（ＩＬＬ　　ｓｉｎ　ω
ｔ）ｉ　ＣＨ＝　−＝　　　　　　　　　　　　（６）
ＲＩＯＩ　　　　　　　　　　ｄｔ 積分コンデンサＣ１０１の充電電流ｉＣＨは線電流その
ものではなく線電流ｉＬ１の導関数に比例する。その結
果、方程式（７）から明らかなように、負の半サイクル
中に流れる充電電流１ＣＨ（１）の結果存在する容量性
素子Ｃ１０１の電圧Ｖ　Ｃｌ０Ｉは次のように表わすこ
とができる。

以　　下　　余　　白 １　　　　　に６　　ｄ（Ｉ　Ｌｌ　　ｓｉｎ　　　ω
ｔ）ｄｔｖ　ｃｌｏｔ　＝　−−（７） ＣＩＯＩ　　　ＲＩＯＩ　　　　　　　　　ｄｔＶＣＩ
０１＝−に７　　ＩＬＬ　　ｓｉｎ　　ωｔ　　　　　
　　　（８）方程式（８）は方程式（７）をより簡単な
形で表わしたものである。Ｉ　Ｌｌ　ｓｉｎ　　ωｔを
パー・ユニット（Ｐ、Ｕ、）で表わしたものをグラフで
示すのが第２５Ａ図である。コンデンサＣ１０１によっ
て積分されたのちのｉＬｌ　　ｓｉｎωｔの導関数、即
ち、単位振幅（ｐ、ｕ、）で表わした−に７　ＩＬＩ　
　ｓｉｎ　ωｔを組込んだのが第２５Ｃ図である。容量
性素子Ｃ１０，１の充電電流ｉＣＨは伝送ゲー）−ＵＩ
ＯＩの出力端子ａｘから来る。この電流はａＯＲ入力端
子から伝送ゲートＵＩＯＩに供給され、伝送ゲートＵ１
０１のＡ、Ｂ、Ｃ制御端子における該当信号に従って選
択される（表２参照）。同様に、変流器６２Ｂから電流
はす。

Ｒ−ｂＸ端子を選択することによフて利用でき、変流器
６２Ｃからの電流はｃＯＲ−ｃｘ端端子選択することに
利用できる。端子ａｘ、ｂｘ、ｃｘは一括されて車−リ
ードを形成し、積分コンデンサＣ１０１に充電電流を供
給する。前記隼−リードは伝送ゲートＵ１０２のａｙ及
びＣＸ端子と接続する。伝送ゲートＵ１０２のＣＸ端子
は接地しており、ａＯＲ共通端子はコンデンサＣ１０１
の一方の側と接続する。ｃＯＲ端子はコンデンサＣ１０
１の他方の側と接続する。伝送ゲートＵＩＯ２のｂｘ端
端子演算増幅器Ｕ１０３の負の入力端子と接続し、連携
のｂＯＲ共通端子は演算増幅器Ｕ１０３の出力と接続す
る。常態では、ダイオード回路ＣＲＩ　Ｏ１−ＣＲＩ　
０３は積分動作中、積分電流ＩＣＨの正の半サイクルが
ダイオードＣＲ１０１、ＣＲ１０２及び演算増幅器Ｕ１
０３の出力を含むブリッジ回路を介して積分コンデンサ
Ｃ１０１をバイパスし、負の半サイクルが容量性素子Ｃ
１０１を該当の半サイクルのピーク値まで充電するよう
に構成されている。容量性素子Ｃｌ０１は次第に高い電
圧値まで繰返し充電され、毎回の充電電圧値は充電電流
負半サイクルのピーク値に相当する。

演算増幅器Ｕ１０３の負及び正入力端子間に０．２５ミ
リボルト程度の小さい電圧が存在することは珍しくない
。増幅器Ｕ１０３に対するゼロの正味入力オフセット電
圧、即ち、充電電流ｉｃＨを形成するため容量性素子Ｃ
ｌＯ２を周期的に前記電圧値の負に充電する。

容量性素子Ｃｌ０Ｉ及びマイクロプロセッサＵ２を含む
上記積分回路と連携して行われる“ＲＡＮＧＥ”アルゴ
リズムを第２２．２３及び２５図に示す例に沿って説明
する。線電流を検知するダイナミック・レンジが重要で
あることはいうまでもない。ただし、第２３図から明ら
かなように、マイクロプロセッサＵ２に内蔵されるＡ／
Ｄコンバータ２００には信頼すべきデジタル出力数が保
証される入力電圧上限がある。本発明の好ましい実施例
の場合、Ａ／Ｄコンバータ２００はマイクロプロセッサ
Ｕ２のメモリに配置されたアキュムレータまたは記憶装
置２０２の最初の８つの場所２０４に供給される８ビッ
ト信号を形成するために＋５ボルトまでの入力電圧を許
容することができる。この場合、５ボルトの上限入力は
アキュムレータ２０２の部分２０４の８つの場所すべて
のデジタル数に対応する１０進数２５６によって表わさ
れる。

第２５Ｂ図は電流ｉ　Ｌｌ　ｓｉｎ　　ωｔの経時的振
幅変化を示す典型的なグラフである。第２５Ａ図のグラ
フは第２５Ｂ図の線電流の導関数である充電電流ｉＣＨ
を示す。また、第２５Ａ図は電流の負半サイクルだけが
積分されることを示す。第２５Ｂ図では３通りの例とし
て適当な振幅基準２２０．２３０，２４０を取り、それ
ぞれの１車位振幅、ｙ２ｊｌＬ位振幅及び２車位振幅の
差を図示した。第２５Ａ図のグラフにおける振幅２２０
Ａ、２３０Ａ及び２４０Ａは第２５Ｂ図に示した曲線に
おける単位振幅とそれぞれ対応する。同様に、例１及び
例２として２つの曲線２３０Ｂ及び２２０Ｂを図示した
。第２５Ｃ図の２４６は５ボルトの最大入力電圧である
。連続する３２の半サイクルに亘って各半サイクルごと
に第２２図のアルゴリズムが行われる。この時間インタ
ーバル中の各半サイクルはＨＣＹＣＬＥとして記憶され
ている数で識別される。半サイクル２，４，８．１６及
び３２はそれぞれ先行の半サイクルの２倍の積分インタ
ーバルを表わす。アルゴリズムが電圧ｖＣ１０１を再評
価するのはこれらの規定インターバルが終った時点であ
る。

３２インターバル中のサイクルごとに入力信号が反復す
るものと仮定する。その場合、ＨＣＹＣＬＥ＝２．４，
８．１６または３２で表わされるインターバルの終りに
おける電圧ＶＣＩＯＩは先行インターバルの終りにおけ
るサイズの２倍となる。従って、もし先行インターバル
におけるＡ／Ｄ変換の結果が２．５ボルト以上のＶＣＩ
ＯＩ値に対応する８０Ｈ以上ならば、現インターバルに
おけるＶＣＩＯＩは５ボルト以上となり、Ａ／Ｄ変換の
結果は無効となる。Ａ／Ｄコンバータは５ボルト以上の
値をデジタル化できないからである。従って、先行の結
果が８０Ｈ以上なら、アルゴリズムはこの結果を実行可
能な最良のＡ／Ｄ変換として保持する。

逆に先行Ａ／Ｄ変換が８０Ｈ以下なら、有効なＡ／Ｄ変
換を行うことができると考えてもよい。

現時点における信号が先行値の２倍以上ではあり得す、
末だ５ボルト以下だからである。先行のＡ／Ｄ変換より
も現在実行中のＡ／Ｄ変換は変換される信号の大きさが
２倍であり、ビット数の大きい分解能が得られるという
点で有利である。

Ａ／Ｄ変換の結果が８０Ｈ以上であることが判明したら
、Ａ／Ｄ変換が行われたインターバルを考慮して調整し
なければならない。左シフト動作１８８がこの機能を行
う。例えば、インターバル４の終りに得られる結果８０
Ｈはインターバル８の終りに結果８０Ｈを生む入力信号
の２倍の大きさを有する入力信号の結果である。従って
、インターバル４の結果を左シフトすることでこの結果
がインターバル８の終りまでに２倍になる。３２半サイ
クルの終りに第２３図のアキュムレータ２０２に含まれ
ている１２ビット回答は測定中の線〜を流れる電流の値
の少なくとも近似値を表わす。

接触器１０を制御するためにマイクロプロセッサＵ２が
既に述べた、また、さらに詳しく後述する態様で利用す
るのがこの値である。ＨＣＹＣＬＥ３３において、次に
変流器６２８Ｂに関して、さらに６２Ｃに関して利用さ
れるように全プロセスがあらためて初期設定される。こ
の初期設定がマイクロプロセッサＵ２によって公知の態
様で周期的に繰返されることはいうまでもない。

第２５Ｃ図の直線２２０Ｂは第２５Ａ図の電流ｉＣＨの
積分と共に電圧Ｖ　Ｃｌ０Ｉが増大することを示す。充
電電流ｉＣＨの正半サイクルでは積分が行われず、負半
サイクルごとに負のＣｏＳ曲線を画く積分が行われる。

これらの積分値が累算されて電圧ＶＣＩＯＩを形成する
。従って、３３半サイクルに亘って容量性素子Ｃ１０１
がゼロに放電されるまでは、３２半サイクルで表わされ
る時間に亘ってサンプリングされる線電流の値と共に増
大する。

次に第２２．２４．２５及び２６図に沿って例１に関す
るアキュムレータの態様を説明する。例Ｃ１０１を充電
させてコンデ１ではコンデンサンサ電圧ＶＣＩＯＩを発
生させるために％単位振幅の充電電流１ｃＨ２３０ａを
利用する。この電圧のプロフィルを略伝したのが第５Ｃ
図の２３０ｂである。この電圧は“ＲＡＮＧＥ“アルゴ
リズムにより第２２図の機能ブロック１８４に従ってサ
ンプリングされる。“２”、“４”、“８”、”１６“
及び“３２”ＨＣＹＣＬＥベンチマークにおいて、“Ｒ
ＡＮＧＥ”アルゴリズムは第２２図の機能ブロック１８
６に記入されているように、先行Ａ／Ｄ変換結果が８０
へックス以上であるかどうかを判定する。８０へックス
はデジタル数１２８に等しい。この質問に対する回答が
“ノー”なら、Ａ／Ｄコンバータ２００の人力ＡＮＩに
存在するアナログ電圧ＶＣＩＯＩは第２２図の機能ブロ
ック１９２に示すように、また、第２６図にグラフで示
すようにデジタル化され、記憶される。ＨＣＹＣＬＥが
１だけ増分され、ルーチンが頁間サレる。先行Ａ／Ｄ変
換結果が８０へツクス以下である限り、本発明の“左シ
フト”技術を利用する必要はない。従って、第２６図の
例１はレフト・シフト技術の利用を必要としないサンプ
リング・ルーチンを示す。即ち、第２６図の例１におい
ては、ＨＣＹＣＬＥ＝２においてＡ／Ｄコンバータ２０
０の入力端子ＡＮＩに０．２ボルトが得られ、これが１
０進数１０に相当する２進数にデジタル化される。この
２進数はメモリ部分２０４の“２”及び“８”位置にデ
ジタル１を、他のすべてのビット位置にデジタル０を有
する。“ＨＣＹＣＬＥ　　４”はアナログ電圧０．４ボ
ルトをデジタル化して、メモリ部分２０４の“１６”及
び“４“ビット位置にデジタル１を、他のすべての位置
にデジタルＯを有する１０進数２０を形、成する。“Ｈ
ＣＹＣＬＥ８”において０．８ボルトをデジタル化して
、メモリ部分２０４の“３２”及び“８”位置にデジタ
ル１を有する１０進数４０に相当する２進数を形成する
。“ＨＣＹＯＬＥ１６″において１．６ボルトをデジタ
ル化して、１０進数８１を表わすデジタル数を形成する
。このデジタル数はメモリ部分２０４の“６４”及び“
８”位置にデジタル１を有する。成する。最後にＨＣＹ
ＣＬＥ＝３２″において、３．２ボルトをデジタル化し
て、１０進数１６３に相当するデジタル数を形成する。

デジタル数がアキュムレータ２０４の１２８”、３２″
、”２”及び“１”ビット位置にデジタル１を有する場
合、この時点で例１に関する″ＲＡＮＧＥ’″アルゴリ
ズムは完了したことになる。既に述べたように、“ＲＡ
ＮＧＥ”アルゴリズムは左シフトを必要とする機能ブロ
ック１８８へは進まない。ただし、例２及び例３に関連
して後述するように、左シフトを利用しなければならな
い場合がある。

以　　下　　余　　白 次に第２２．２４．２５及び２７図を参照して、容量性
素子Ｃ１０１中に電圧ｖＣ１０１を発生させるのに１単
位振幅の充電電流１ｃＨ２２０ａが利用される例２を説
明する。発生する電圧をＨＣＹＣＬＥと対比して描いた
のが第２５Ｃ図における２２０ｂである。ここでも第２
２図のＲＡＮＧＥ”アルゴリズムが利用される。例１の
場合と同様に、２”、４″、′８”、“１６″及び“３
２”ＨＣＹＣＬＥサンプルにおいてメモリ場所２０２が
更新されるように“ＲＡＮＧＥ”アルゴリズムが利用さ
れる。“２”ＨＣＹＣＬＥサンプルにおいて０．４ボル
トをデジタル化して１０進数２０に相当するデジタル数
をアキュムレータ２０２の部分２０４に形成する。この
デジタル数は部分２０４の”１６”及び“４″ビツト置
にデジタル１を、他のすべてのビット位置にデジタル０
を有する。ＨＣＹＣＬＥ＝４において０゜８ボルトをデ
ジタル化して１０進数４０に担当するデジタル数を形成
する。このデジタル数はアキュムレータ２０２の部分２
０４の“３２”及び“８”ビット位置にデジタル１を有
する。ＨＣＹＣＬＥ＝８において、１．６ボルトをデジ
タル化して、１０進数８１に相当するデジタル数をアキ
ュムレータ２０２の部分２０４に形成する。このデジタ
ル数はビット位置“６４”、“１６”及び“１″にデジ
タルまたは論理１を有する。ＨＣＹＣＬＥ＝１６におい
て、３．２ボルトをデジタル化して１０進数１６３に相
当するデジタル数をアキュムレータ２０２の部分２０４
に形成する。このデジタル数はビット位置″１２８”、
“３２”、“２”及び“１”にデジタル１を有する。Ｈ
ＣＬＹＣＬＥ＝３２において”ＲＡＮＧＥ″アルゴリズ
ムは機能ブロック１８６を利用することにより、先行の
Ａ／Ｄ変換結果として８０ペツクスよりも大きいデジタ
ル数が形成されたことを判断する。従って、ここで初め
て機能ブロック１８８が利用され、“左シフト”が行わ
れる。その結果、Ａ／Ｄコンバータ２００の入力にデジ
タル化すべき電圧として６．４ボルトが存在するにもか
かわらず、入力におけるアナログ数がこのように太きけ
ればＡ／Ｄコンバータの出力に信顆を置けないというだ
けの理由からデジタル化は行われず、先行の３．２ボル
ト・アナログ信号のデジタル死中アキュムレータ２００
の部分２０４に記憶されたデジタル数を、デジタル数の
各ビットごとに１桁左ヘシフトするだけで、１０進数３
２６に相当する新しいデジタル数を形成する。この新し
いデジタル数は第２７図に示すようにアキュムレータ２
０２のスピル・オバ一部分２０６の一部を利用する。新
しいデジタル数は拡張されたアキュムレータ２０２の２
５６”、“６４″、“４”及び“２”ビット位置にデジ
タル１を有する。第２７図の“３２″ＨＣＹＣＬＥ位置
におけるデジタル数がＨＣＹＣＬＥ場所“１６”に示す
デジタル数と同じであるが１ピット位置だけ左ヘシフト
している。この例は左シフト技術の態様を示している。

第３２番目のＨＣＹＣＬＥの終りにアキュムレータ２０
２に記憶される数は接触器１ｏの過負荷早属秤やＰ”ｔ
−系中、５ｓて測定された線電流第２２．２４．２５及
び２８図に沿って左シフト技術の第３例を説明する。例
３では、電圧ＶＣ１０１を得るために第２５Ｂ図に２４
０ａで示す２車位振幅充電電流ｉＣＨをコンデンサＣ１
０１によって積分する。この電圧は例１及び２に関連し
て第２５Ｃ図に示したのと同様の出力プロフィルを呈す
るが、第２５Ｃ図に例３として略伝するような勾配を示
す。混乱を避けるため、電圧間のステップ状の関係を無
視する。しかし、例１及び例２の場合とほとんど同様に
例３でもステップ状の電圧が存在する０例３の場合、“
ＲＡＮＧＥ”アルゴリズムはＨＣＹＣＬＥ＝“２”、“
４”及び“８”においてサンプリングし、適切なＡ／Ｄ
変換を行うことによりアキュムレータ２０２の部分２０
４を更新する。ただし、ＨＣＹＣＬＥサンプル″１６”
及び３２”においてアキュムレータ２０２の部分はＡ／
Ｉ）変換によってではなく、場所２０４に記憶されてい
る先行情報の連続する２回の逐次的な左シフトによって
更新される。

Ａ／Ｄ変換しても“１６”及び“３２”におけるサンプ
リングについて信頼し得る結果が得られないことは明白
である。具体的には、ＨＣＹＣＬＥ；“２”において、
０．８ボルトをデジタル化して１０進数４０に相当する
デジタル数を形成する。このデジタル数はアキュムレー
タ２０２の部分２０４の”３２”及び“８”ビット位置
にデジタル数１を有する。“４”ＨＣＹＣＬＥサンプル
においては、１．６ボルトをデジタル化して１０進数８
１に相当するデジタル数を形成する。このデジタル数は
アキュムレータ２０２の部分２０４の“６４”、“１６
”及び“１”ビット位置にデジタル数１を有する。ＨＣ
ＹＣＬＥ＝８においては、３．２ボルトをデジタル化し
て１０進数１６３に相当するデジタル数を形成する。こ
のデジタル数はアキュムレータ２０２の部分２０４の１
２８”、“３２”、“２”及び“１”ビット位置にデジ
タル１を有する。ＨＣＹＣＬＥ＝１６において、“ＲＡ
ＮＧＥ”アルゴリズムは（デジタル数１６３に相当する
）先行Ａ／Ｄ変換結果が８０へクラスよりも大きく、従
って、アキュムレータ２０２がＡ／Ｄコンバータ２００
の入力における電圧をＡ／Ｄ変換することによフてでは
なく、ＨＣＹＣＬＥ＝“８”サンプル完了の結果として
アキュムレータ２０２に既に記憶されているデジタル情
報を１ビツトだけ左シフトすることによって更新される
ことを認識する。その結果、“１６”ＨＣＹＣＬＥサン
プルで１０進数３２６に相当するデジタル数が形成され
る。これは既にアキュムレータに記憶されている情報を
１ビツトだけ左方ヘシフトすることによって達成される
。これにより、上記デジタル数はアキュムレータ２０２
のスピルオバ一部分２０６の１ビツト位置へあふれる。

この新しいデジタル数はアキュムレータ２０２の“２５
６”、“６４”、“４”及び２”ビット位置にデジタル
１を有する。ＨＣＹＣＬＥ＝“３”サンプルにおいて、
既にアキュムレータ２０２に記憶されている数をアキュ
ムレータ２０２内でもう一度左シフトすることにより、
スピルオバ一部分２０６に２つの場所を占めると共に部
分２゜４の８つの場所すべてを占めるようにする。この
新しいデジタル数は１ｏ進数６５２に相当し、”５１２
”位置、“１２８”位置、“８“ビット位置及び“４”
ビット位置にデジタル１を有する。この数を利用するこ
とにより、過負荷継電盤６０を介して測定される線電流
を表わすと共に、アキ１ムレータ２０２に記憶されてい
る値を上記態様で利用することにより接触器または制御
器１０による諸機能を行わせる。

再び第７Ａ乃至７Ｄ図を参照してスイッチ５Ｗ１０１及
び８ビツト静止シフトレジスタＵ１０４に関連する装置
及び方法を説明する。スイッチ５Ｗ１０１の入力ＨＯ乃
至Ｈ４は上記システムによって検出される全負荷電流の
究極値に関して判断しかつ演算するためマイクロプロセ
ッサＵ２が読取ることのできるデジタル数をプログラム
するスイッチ構成を表わしている。これらのスイッチ値
及び“ＡＭ“、“ｃｏ”、“ＣＩ”と連携するスイッチ
値はＡ、Ｂ、Ｃ入力信号によって与えられる入力情報に
対応して線ＳＷに現われる信号の一部としてマイクロプ
ロセッサＵ２によって逐次的に読取られる。、ヒーター
・スイッチ構成を利用することにより、２進方式にプロ
グラムされている４つのヒーター・スイッチＨＯ，乃至
Ｈ，３で１６通りの究極的な引はずし値を選択すること
ができる。これらのスイッチは公知の機械的ヒーターに
代わってモータの過負荷範囲を調整する。また、モータ
・クラスを入力するのに利用される２つの入力ＣＯ及び
Ｃ１をも設ける。クラス１０のモータならば１０秒間の
ロータ・ロック状態に耐えて損傷せず、クラス２０のモ
ータならば２０秒間の、クラス３０のモータならば３０
秒間のロータ・ロック状態に耐え得る。ロータ・ロック
状態における電流は正常電流の６倍と想定する。

再び第７Ａ及び７Ｂ図、第１１及び２９図を参照して、
ＲＵＮ”、５ＴＡＲＴ”及び’ＲＥＳＥＴ”入力に現わ
れる真人力信号を偽入力信号とを弁別する装置及び方法
を説明する。第１１図には１！電盤２８の端子ブロック
Ｊ１における“Ｅ”及び“Ｐ″端子接続する入力線間に
分布寄生キャパシタンスＣＬＬを示した。このキャパシ
タンスは押ボタン“５ＴＯＰ”、”５ＴＡＲＴ”及び“
ＲＥＳＥＴ”と端子ブロックＪ１との間に極めて長い入
力線が存在するために生ずると考えられる。同様のキャ
パシタンスは第１１図に示すその他の線の間にも存在す
る可能性がある。寄生キャパシタンスは入力線間で信号
を結合するという好ましくない作用を有し、その結果、
押ボタン“５ＴＯＰ″、５ＴＡＲＴ″及び“ＲＥＳＥＴ
”が実際には開いている時にあたかも閉状態にあるかの
如く指示する真信号としてマイクロプロセッサＵ２が誤
認する偽信号が発生する。従って、下記装置の目的は上
記入力線に現われる真信号と偽信号とを区別することに
ある。分布寄生キャｙ＜シタンスＣＬＬを通って流れる
容量性電流１ＣＬＬは前記キャパシタンス中の、即ち、
端子“Ｅ”及び“Ｐ”間の電圧に先行する。第２９図（
ａ）はマイクロプロセッサＵ２によって受信される切頭
形のＶＬＩＮＥを示す。第２９図（Ｃ）は疑似電流ｉ　
ＣＬＬが抵抗素子Ｒ３、容量性素子Ｃ４及び回路Ｕ１の
ＲＵＮ入力端子における内部インピーダンスを流れた結
果、マイクロプロセッサＵ２の例えば端子Ｂ４１に現わ
れる電圧を示す。電圧の偽指示であるこの電圧ＶＲＵＮ
　（Ｆ）は電圧ＶＬＩＮＥに値γだけ先行する。もし容
量性素子ＣＸ、Ｃ４が互いに異なると、具体的には容量
性素子Ｃｘが容量性素子Ｃ４よりも大きければ、真ＶＲ
ＵＮ信号ＶＲＵＮ　（Ｔ）、即ち、第１１図に示すよう
に５ＴＯＰスイツチを閉じることによって発生する信号
は電圧ＶＬＩＮＥとほぼ同相となる。

両者の差は容量性素子ＣＸ及びＣ４のキャパシタンス差
に起因する差でけである。もし容量性素子Ｃｘが容量性
素子Ｃ４よりも小さければ、この差により真電圧ＶＲＵ
Ｎ　（Ｔ）は第２９図（ｂ）に示すように量ΔだけＶＬ
ＩＮＥより遅れる。従って、マイクロプロセッサＵ２は
電圧ＶＬＩＮＥが状態を変える、即ち、第２９図（ａ）
の変化点“ＵＰ”及び“ＤＯＷＮ”を通過したのちΔま
たはそれ以下の短い時間内に電圧ＶＬＩＮＥを入力端子
Ｂ４１の電圧と比較しなければならない。端子Ｂ４１に
現われる電圧のデジタル値がこの時点における電圧ＶＬ
ＩＮＥと連携するデジタル値とは反対極性のデジタル信
号ならば、この信号は第２９図（ｂ）に示すような真信
号である。もし極性が同じなら、第２９図（Ｃ）に示す
ような偽信号である。即ち、例えば、電圧ＶＬＩＮＥを
時点“ＵＰ”に続く時間Δ以内に測定し、端子Ｂ４１に
現われる電圧と比較し、端子Ｂ４１の電圧がデジタルＯ
なら、端子Ｂ４１の電圧信号は真信号である。しかし、
電圧信号がデジタル１なら、端子Ｂ４１に現われる電圧
信号は偽信号である。容量性素子ＣＸ及びＣ４の値を適
当に設定することにより、真信号が線電圧に先行する量
、即ち、遅延量Δを変化させることができる。Δの値は
値γよりも小さいから、サンプリングまたは比較インタ
ーバル中に偽信号の符号が基準電圧の符号と異なること
もあり得ない。

第３０図には第８．９及び１０図にも示したプリント回
路カードの他の実施例を示す。第３０図の実施例では、
第８．９及び１０図に示した装置の素子と同じ素子には
ダッシュ（゛）を添えた同じ参照記号を付しである。第
８．９及び１０図の装置でははんだコネクタＪ２をＪｌ
ｏｌ及びＪ１０２と接続するのに平形コネクタ６４を利
用するが、第３０図に示す実施例では平形コネクタ６４
を使用せず、電気絶縁ベース３００を設け、これに雄プ
ラグ・コネクタ３０３を配置する。コネクタ３０３は過
負荷継電盤６０°上に図示されている。プリント回路盤
２８°上にはＩＩ電盤６０°の雄コネクタ３００と対応
する雌コネクタ３０２を設ける。雌コネクタ３０２はコ
ネクタ３００の雄プラグ３．０３と補完関係にある凹部
または孔３゜４を有する。第３１及び３２図に関連して
後述するように、回路盤２８゛の支持をより確実にする
ため回路盤２８゛に形成した適当な孔にはんだ付は挿着
したピン３１８を介してボビン３２°が回路盤２８′と
接続する。第８．９及び１ｏ図に示した実施例の場合と
同様に、組立後、回路盤全体を１００°に冶って折り、
第３１及び３２図に図示し、かつこれらの図に関連して
述べるような態様でコネクタ３０２をコネクタ３０３と
対応させる。また、別々に接触器と遠隔制御通信素子と
の間の通信を可能にする別設の内部通信回路（ＩＵＣＯ
Ｍ）と接続するため端子ブロックＪＸを別設する。

第３１及び３２図には第１及び２図に示したのと同様の
本発明実施例を示す。この実施例では第１及び２図に示
した装置の素子と全く同じかまたは同様の素子に、ダッ
シュ（゛）を添えた同じ参照符号を付しである。第１及
び２図の装置を構成する素子と全く同じかまたは同様の
第３１及び３２図の素子の協働、機能及び動作について
は第１及び２図に関連の説明を参照されたい。継電盤６
０゛及びプリント回路盤２８°はプラグ３０３が上述し
た態様で雌コネクタ３０２と接続している組立完了状態
で示しである。即ち、雄コネクタ３０３が雌コネクタ３
０２に挿入されてこれと電気的に接触することにより、
継電盤６０°の素子をプリント回路盤２８°の素子と接
続している。また、例えば第３１及び３２図に示す継電
盤６０゜は補足的な端子ブロックＪＸが配設されている
オフセット部を残して回路盤２８′　と接続する。第３
１及び３２図に示す実施例の場合、接触器は端子ストラ
ップ２０°、２４’、端子ラグ１４°。

１６゛、及び固定接点２２’、２６°を保持するワンピ
ース熱可望絶縁ベース１２°を含む。適当なねじ４００
によって固定接点及び端子ストラップをベースに固定す
る。ベース１２°はまた、詳しくは後述する可動接点４
６’　、４８°、クロスパー４４°、スペーサまたはキ
ャリア４２°及びアーマチュア４０゛の位置ぎめ／案内
システムとして作用する。過負荷継電盤６０°及びコイ
ル制御盤２８′は独特な態様でベース１２°内に支持さ
れる。具体的には、（特に第３２図から明らかなように
）アーマチュア４０°　と全く同じかまたはこれと・極
めて類似した永久磁石またはスラグ３６°はリップ３２
９を有し、これが保持ばねまたは保持部材３１６の作用
下にベース１２°に設けた対応のリップ３３０に圧接さ
せられる。この保持ばねはスラグまたは永久磁石３６°
をベース１２°に結合させる。スラグまたは永久ｆｉｌ
！１Ｅ３６゜は（特に第３１図から明らかなように）第
２す・ンブ３１４を有し、該リップはコイル集合体３０
′のボビン３１７に設けた対応のリップ３１５に圧接す
る。ボビン３１７には保持ビン３１８が設けられ、コイ
ル制御盤２８°にはんだ付けなどで固定されており、可
撓電気絶縁材を含むコイル制御盤２８゛をその中心部の
いて固定的に支持する。

コイル制御盤２８゛の隅部は例えば３２０においてベー
ス１２“上に直接支持される。過負荷継電盤６０°はビ
ン及びコネクタ３００，３０２．３０３及び３０４の相
互作用によりコイル制御盤２８′上に垂直に支持される
。コイル集合体３０゜はその他端をキックアウトばね３
４′によって支持され、従って、ボビン３１７はばね３
４゛の圧縮力により前記マグネット３６°のリップ３１
４とベース１２°の間に固定される。特に第３２図から
明らかなように、ばね３４”の頂部はキャリアまたはス
ペーサ４２゛の底部のリップ３４０に係留され、可動接
点４６”、４８°スペーサ４２゛及びアーマチュア４０
゛を含む可動システムの運動中、前記キャリアまたはス
ペーサと−・体に穆勤する。

第３２図にはほぼＥ字形を呈する磁性部材３６゛及び４
０°の構成及び相互作用を図示した。可動アーマチュア
４０°は中央脚３２２及び２つの盤外脚３３０，３３１
を含む。マグネット４０′に対する締付は機能を得るた
めには脚３３０．３３１が互いにやや異なる断面積を具
えるようにすればよい。繰返し使用するうちに磁性盤外
脚３３０．３３１の前面に、これと補完関係にある磁性
スラグまたは永久磁石３６°の前面と繰返し衝突するた
めに摩耗パターンが発生するからである。従って、保守
などの目的で磁性部材４０°。

３６゛を周期的に取外す場合、既に現われている摩耗パ
ターンがそのまま維持されるように正確に元通りの配向
に再組立することが望ましい。両部材４０°、３６°を
互いに元の配向とは逆の配向に組立てると新しい摩耗パ
ターンが発生して好ましくない。脚３３０，３３１の断
面積の和が脚３３２の断面積とほぼ等しくなるように設
定すれば有効な磁束の伝導が達成される。本発明の好ま
しい実施例では、突起またはニップル３２６及び２つの
有効なエア・ギャップ領域３２７，３２８を形成するた
め、中央脚３３２の面の大部分を切削する。アーマチュ
ア４０°がスラグまたは永久磁石３６゛と当接すると、
補完関係の盤外脚３３１．３３０が面当接し、中央脚３
２２のニップルまたは突起３２６の前面部分が両マグネ
ットの領域３２７．３２８に広いエア・ギャップを残し
て面当接する。エア・ギャップの存在は当接するアーマ
チュア４０°及び永久磁石３６゛によって形成される磁
気回路の残留磁気を低下させるように作用する。このこ
とは接点開放動作中にキックアウトばね３４゛が磁性部
材を分離させ、上記接点を開放させる上で望ましい。交
番または周期ＨＯＬＤパルスの作用を受ける磁性構造に
おいて、磁気ノイズが導入される可能性のあることは公
知である。ニップル３２６が存在しなければ、ＨＯＬＤ
パルスの作用下に可動アーマチュア４０′の中央脚３２
２が駆動信号の存在においてラジオスピーカの磁心が振
動するのと同じように振動する。さらにまた、周期ＨＯ
ＬＤパルスの作用下に、アーマチュア４０°の背面突出
部３３３が中央にむかって歪み、可動アーマチュア４０
゛の脚３３０゜３３１が、永久磁石３６′の補完脚３３
０，３３１の前面をこするように８動する。その結果、
好ましくない表面摩耗が増大する。前記歪み及び摩耗を
防止し、しかもエア・ギャップを確保するため、ニップ
ルまたは突起３２６を形成する。これはＨＯＬＤパルス
の作用下に脚３２２が８動するのを阻止し、しかも残留
磁気を、キックアウトばね３４′の動作を妨げないレベ
ルまで低下させる以　　下　　余　　白 次に第３３及び３４図に沿って第１８図に示した変流器
６２Ｓの動作を説明する。この説明は例えば接触器、メ
ータ、継電システムなどのような電気的装置に変流器６
２Ｓを利用することにより、その１次巻線を流れる電流
ｉの時間に関する導関数に比例する電圧出力■をその２
次巻線に発生させる態様を理解する上で極めて有用であ
る。これを利用すれば広範囲の電流ｉを測定または検出
することができ、広範囲の電流ｉに対する出力電圧■の
誤差は極めて小さい。例えば、０．１アンペアから２０
００アンペアまで変化する電流範囲に対して出力電圧Ｖ
は電流ｉの導関数の大きさを１％よりも大きくない誤差
で、比較的忠実の表わす。（Ｒ、Ｍ　、　Ｂｏｚｏｒｔ
ｈ署″ＦｅｒｒＯ−１ａｇｎｅｔｉｓｍ″Ｐ、４８９・
の３４ｘｔ−，１を図に示されているように）第３４図
の磁心１２０に鉄粉を使用すれば、磁界の強さＨに応じ
た透磁率μはレイリー領域またはレイリー・レンジと呼
ばれる領域中の比較的広い既知の磁界強さ範囲に亘って
ほぼ一定の値μ０を取る。磁化曲線の勾配（λ）に等し
いレイリ一定数えは鉄粉のレイリー・レンジに亘ってほ
ぼゼロに等しい。鉄粉以外の強磁性材の勾配値例を示す
のがＡＡ、ＢＢ、ＣＣであり、ここでは勾配λはゼロに
等しくない。方程式（９）は強磁性材の種類に関係なく
初期透磁率μＯに応じた透磁率μ、レイリ一定数え及び
レイリー・レンジにおける磁界の強さＨの関係を示す。

μ＝μ０＋λＨ・・・・・・・・・（９）ＮＩ Ｈ＝□　　　　　　　　・・・・・・（１０）方程式（
，１０）は磁界の強さＨと電流ｉとの関係を示す。

μＮｌｉ ΦＡ＝β＝μＨ＝□　・・・・・・・・・（１１）方程
式（１１）は磁束（φ）、磁束密度（β）及び磁界の強
さくＨ）の関係を示す。

ｄφ Ｖ　＝　Ｎ　２−□　　　　　　−・・・・・・・・（
１２）ｄｔ 方程式（１２）は電流・電圧トランスデユーサ６２Ｓの
２次巻線に現われる磁束に応じた出力電圧と２次巻線の
巻数Ｎ２との関係を示す。

ＮｌＮ２Ａ　　ｄｕｉ Ｖ＝　　　　　　　−−−・・・・・・・（１３）ぶ　
　　　　　　ｄｔ 方程式（１３）は方程式（１２）を、その定数値が束ね
られた形で示す。

以　　下　　余　　白 ＮｌＮ２Ａ　　　　　ｄ（μ　０　＋　λＨ）ｉ■　＝
□　　　　□ Ｌｄｔ ・・・・・・　（１４） 方程式（１４）は方程式（１３）に方程式（９）を代入
して得られた形を示す。

ＮｌＮ２Ａ　　　ｄｉ λ＝０なら　■＝□μ０−−・・（１５）Ｊ２　　　　
　ｄｔ 方程式（１５）はμＯが一定である特殊な場合の方程式
（１４）を示す。

ｄｉ λ＝０なら　Ｖ＝□　　　　・・・・・・（１６）ｄｔ 方程式（１６）は方程式（１５）を簡略化した形であり
、磁心、例えば磁心１２０の励磁または非飽和領域以内
にある。

【図面の簡単な説明】

第１図は電磁接触器の斜視図；第２図は第１図ＩＩ　−
ＩＩ線における接触器の垂直断面図；第３図は電磁アー
マチュア加速コイル、キックアウトばね及び接点ばねを
有する公知接触器の力及びアーマチュア速度曲線を示す
グラフ：第４図は第３図の曲線と同様の、ただし本発明
の１実施例に関する曲線群を示すグラフ；第５図は第３
図及び４図の曲線と同様の、ただし本発明の他の実施例
に関する曲線群を示すグラフ：第６図は第４図及び５図
に対応する装置実施例における電圧及び電流の波形にそ
れぞれ相当する曲線群を示すグラフ；第７Ａ乃至７Ｄ図
は第１及び２図に示した接触器における電気的制御系を
一部ブロックダイヤグラムで示す回路図：、第８図は第
７図の回路素子及び第２図の接触器コイル、変流器及び
変圧器を含むプリント回路盤の平面図：第９図は第８図
に示した回路板の立面図：第１０図は第８及び９図の回
路盤を第２図の接触器に取付けた状態で示す斜視図；第
１１図は第２及び７図の接触器がこれによって制御され
るモータと併用される状態を一部ブロックダイヤグラム
で示す回路／配線図：第１２図は本発明の実施例に利用
される電流・電圧トランスデユーサの構成図：第１３図
は第１２図のトランスデユーサを積分回路と共に略伝す
る構成図；第１４図は第１２及び１３図のトランスデユ
ーサにおけるエア・ギャップ長と電圧／電流比との関係
を示すグラフ；第１５図は磁性シムを利用する電流−電
圧トランスデユーサの実施例を示す構成図；第１６図は
可調突出部材を使用する電流−電圧トランスデユーサの
実施例を示す構成図：第１７図は可動磁心部を利用する
電流−電圧トランスデユーサの実施例を示す構成図；第
１８図は粉末金属磁心を利用する電流−電圧トランスデ
ユーサの実施例を示す構成図：第１９図はＮ７図に示し
たコイル制御盤における入力回路のスイッチを読みかつ
コンデンサを放電させるためマイクロプロセッサが利用
するアルゴリズム“ＲＥＡＤＳＷＩＴＣＨＥＳ”を示す
ブロックダ１′ヤグラム：第２０図は第７図に示したコ
イル制御盤における線間電圧を読取るためのアルゴリズ
ム“ＲＥＡＤＶＯＬＴＳ”を示すブロックダイヤグラム
：第２１図は第７図に示したコイル制御盤におけるコイ
ル電流を読取るためのアルゴリズム“ＣＨＯＬＤ”を示
すブロックダイヤグラム：第２２図は第７図に示した過
負荷継電盤によって決定される線電流を読取るためのア
ルゴリズム“ＲＡＮＧＥ”を示すプロッタダイヤグラム
；第２３図は本発明のコイル制御盤におけるマイクロプ
ロセッサによる線電流読取と連携するＡ／Ｄコンバータ
笈び記憶場所を示す簡略刃；第２４図は第７図に示した
コイル制御盤におけるコイル制御トライアックを起動さ
せるためマイクロプロセッサが利用するアルゴリズム“
ＦＩＲＥ　　ＴＲＩＡＣ”を示すブロックタイヤグラム
；第２５Ａ図は第２５Ｂ図に示す線電流の導関数を示す
グラフ；第２５Ｂ図は本発明によって制御される装置の
線電流を％、１及び２車位振幅正弦波で示すグラフ；第
２５Ｃ図は第２５Ａ図に示した３つの線電流振幅に対応
するＡ／Ｄコンバータ入力電圧と半サイクル・サンプリ
ング・インターバル（時間）の関係を示すグラフ：第２
６図は局単位ライン・サイクルで第２２図のＲＡＮＧＥ
サンプリング・ルーチンに従って行われた６回のサンプ
リングにより、東２３図に示したマイクロプロセッサの
記憶場所に記憶されるＡ／Ｄ変換第１例に対応する２進
数の配列図：Ｓ２７図はＩＲ−位ライン・サイクルで第
２２図のＲＡＮＧＥサンプリング・ルーチンに従って行
われた６回のサンプリングにより第２３図に示したマイ
クロプロセッサの記憶場所に記憶されるＡ／Ｄ変換第２
例に対応する２進数の配列図：第２８図は２車位ライン
・サイクルで第２２図のＲＡＮＧＥサンプリング・ルー
チンに従フて行われた６回のサンプリングにより第２３
図に示したマイクロプロセッサの記憶場所に記憶される
Ａ／Ｄ変換第、３例に対応する２進数の配列図；第２９
図はマイクロプロセッサの人力におけるＶＬＩＮＥ、Ｖ
ＲＵＮ　（Ｔ）及びＶＲＵＮ　（Ｆ）の経過を示す図；
第３０図は本発明の他の実施例に利用される第８及び９
図に示したのと同様のプリント回路盤の平面図；第３１
図は本発明の他の実施例における、第１及び２図に示し
たのと同様の接触器の垂直断面図：第３２図は第３１図
の接触器をＸ　Ｘ　Ｘ　ＩＩ　−Ｘ　Ｘ　Ｘ　ＩＩ線に
おいて示す断面図：第３３図は第１８図に示したような
磁心を有する圧縮粉末鉄電流−電圧トランスデューサを
一部断面で示す斜視図；第３４図は各種磁性材の磁界強
度と透磁性の関係を示すグラフである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１接点と；前記第１接点と電気的接続する位置へ
   駆動される第２接点と；振幅が限度内で変化自在な被制
   御電圧パルスに駆動されて電流パルスが巻線を流れると
   これに応答して前記第２接点を前記第１接点と電気的に
   接触する前記位置へ駆動するように前記第２接点と機械
   的に連結させた可動アーマチュアを具えた電磁石と；前
   記可動アーマチュアの運動に抵抗するように配置され、
   所定最少の運動エネルギーが前記アーマチュアに加えら
   れるとその抵抗が克服される機械的抵抗装置とを有する
   電磁接触器であって、前記電磁石の前記巻線に給電する
   ための制御素子を設け、Ｎ個の前記被制御電圧パルスが
   前記巻線に供給され、前記電流パルスが前記巻線を流れ
   る結果運動中の前記アーマチュアに供給される前記運動
   エネルギーの総量が前記所定最少量の運行エネルギーに
   ほぼ等しくなるように前記被制御電圧パルスの１つが前
   記電圧振幅に応じて導通角を制御・調節されることを特
   徴とする電磁接触器。 ２、マイクロプロセッサが前記導通角を制御すすること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の接触器。 ３、実際の電圧振幅に応じて使用すべき導通角を決定す
   るため、想定される電圧振幅及びこれと関連する導通角
   のメニューが前記マイクロプロセッサのメモリに記憶さ
   れることを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載の接
   触器。 ４、Ｎ＝２であることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項に記載の接触器。 ５、前記電流パルスが全波整流器によって供給されるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の接触器。 ６、前記Ｎ個の電圧パルスのすべてが導通角制御される
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の接触器
   。 ７、前記機械的抵抗装置が、前記アーマチュアの運動に
   抗しながら圧縮されるばねであることを特徴とする特許
   請求の範囲第１項に記載の接触器。 ８、前記バネが、命令に応答して前記第２接点を前記第
   １接点から離脱させて前記電気回路を開くキックアウト
   ばねであることを特徴とする特許請求の範囲第７項に記
   載の接触器。 ９、前記ばねが、前記第１及び第２接点が前記電気的接
   触位置にある時、両接点に圧力を加える接点ばねである
   ことを特徴とする特許請求の範囲第７項に記載の接触器
   。 １０、前記ばねが、命令に応答して前記第２接点を前記
   第１接点から離脱させるキックアウトばねであることを
   特徴とする特許請求の範囲第９項に記載の接触器。 １１、前記可動アーマチュアと協働して該可動アーマチ
   ュアとの間にエア・ギャァプを画定する固定アーマチュ
   アを設け、前記電流パルスを供給するための前記制御素
   子が前記可動アーマチュアを前記固定アーマチュアと当
   接する前に第１速度に加速すると、前記可動アーマチュ
   アがこれに加えられる前記運動エネルギーに応じて前記
   第１速度で前記固定アーマチュアにむかって移動し続け
   、前記アーマチュアの運動エネルギーが前記機械的抵抗
   装置によって吸収されるにつれて前記可動アーマチュア
   が前記第１速度以下の第２の速度で前記固定アーマチュ
   アと当接し、Ｎ個の前記被制御電圧パルスが前記電磁石
   巻線に供給され、前記パルスの１つが前記電圧振幅に応
   じて導通角を制御・調節されることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載の接触器。 １２、限度内の前記可動アーマチュアが前記固定アーマ
   チュアと当接する時点に前記導通角制御された電圧パル
   スの１つを前記電磁石に供給することによってアーマチ
   ュアの″バウンド″を防止することを特徴とする特許請
   求の範囲第１１項に記載の接触器。 １３、固定当接装置を設け、前記電気エネルギーＫが供
   給されたのち前記可動アーマチュアが前記固定当接装置
   と当接するまでの運動が前記電気エネルギーによって前
   記可動アーマチュアに与えられる速度Ｖ１と比例する運
   動エネルギーによって持続され、次いで前記可動アーマ
   チュアがＶ１以下の第２速度Ｖ２で前記固定当接装置と
   当接することを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載
   の接触器。 １４、前記第１速度に達したのち別の被制御電圧パルス
   が前記電磁石に供給されることを特徴とする特許請求の
   範囲第１３項に記載の接触器１５、前記可動アーマチュ
   アが前記電磁石と当接する前に前記制御素子が前記巻線
   と協働して前記巻線に前記所定運動エネルギー量よりも
   小さい電気エネルギーを供給し、前記電気エネルギーＧ
   が前記巻線に供給されたのちに続く前記アーマチュアの
   前記当接位置への移動が前記電気エネルギーＧによって
   前記可動アーマチュアに与えられる速度Ｖ１に比例する
   運動エネルギーによって持続され、前記速度Ｖ１に達し
   たのち前記巻線に供給される別の電圧に応じて前記可動
   アーマチュアがＶ１以下の第２速度Ｖ２で前記固定当接
   装置と当接することを特徴とする特許請求の範囲第１３
   項に記載の接触器。 １６、前記制御素子が前記電磁石に半波電流パルスを供
   給し、前記電流パルスが当接の時点で前記可動アーマチ
   ュアを前記固定当接装置に密接状態に保持して″バウン
   ド″を防止し、前記電流パルスが導通角制御されている
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１３項に記載の接触
   器。 １７、前記電圧パルスの１つが前記電圧振幅に応じて導
   通角を制御・調節されることを特徴とする特許請求の範
   囲第１３項に記載の接触器。