JPS63294224A

JPS63294224A - 充電回路

Info

Publication number: JPS63294224A
Application number: JP12952087A
Authority: JP
Inventors: Yuichi Kato; 裕一加藤; Takio Maekawa; 前川　多喜夫
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1987-05-26
Filing date: 1987-05-26
Publication date: 1988-11-30

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（Ｂ業上の利用分野）本発明は、２種類以上の出力を必要とする負荷をもった
充電回路、換言すれば、ＡＣドライブ時と充電時の切換
え、または電池容揄の異なる負荷を充電可能な出力切換
え付の充電回路に関するものである。

（従来技術）従来から出力切換えの機能を右した充電回路としては第
１図に示すようなものが知られている。

同図において、１はトランジスタインバータ（あるいは
リンギングチ３−ク」ンバータ）、２は被充電用電池、
３は整流電源であって、トランジスタインバータ１の発
振トランス４（番号は図示なし）に巻回した出力巻線５
とダイオード６の直列回路を被充電用電池２に並列接続
し、トランジスタインバータ１の発振動作によって生じ
る出力巻線５の出力電圧をダイオード６にて整流して被
充電用電池２を充電するものである。

発振トランス４において、出力巻線５、ベース巻線７、
」レクタ巻線（１次巻線）８が同一」アに巻回され、］
コレクタ巻線に対し、ベース巻線７は、スイッチング素
子９のベースにベースを順バイアスする極性に、出カ巻
１５は出力巻線５の両端に接続された充電表示用素子１
ｏを順バイアスする極性に巻回されている。

整流電［３は、電流制限抵抗１１とコンデンサ１２と整
流ダイオード１３により構成されている。

また、スイッチング素子９のエミッタと被充電用電池２
の正極との間にはエミッタ抵抗１４を挿入１）で、同ス
イッチング素子９のエミッターベースには、制御トラン
ジスタ１５のベース−コレクタをそれぞれ接続しである
。制御トランジスタ１５のエミッタは、電池電圧に近似
さゼたダイオード群１６を介して、被充電用電池２の負
極に接続しである。

、　　被充電用電池２よりも負荷の大きいモータ１７は
負荷切換えスイッチ１８を介して被充電用電池２０両端
に接続され、またスイッチ１８により抵抗１９が抵抗１
４を並列に接続されるようになっている。この抵抗１９
の大切でもって、後述するように出力の切換えをなして
いる。なお、２１はスピードアップコンデンサ、２２は
スパイク吸収回路のコンデンサ、２３は抵抗である。

上記構成において、いま、交流電源［を整流した電源に
より発振起動抵抗２０を通してスイッチング素子９にベ
ース電流を供給すると、」レクタ電流１ｃがコレクタ巻
線８を通して流れ始め、］コレクタ巻線に電圧が発生す
る。この電圧により、ベース巻線７に電圧が発生してス
イッチング素子９は急速にオンとなって」レクタ電流１
ｃはＩＣ＝　（Ｖ＊　／Ｌ、＋　）　−ｔ　　　　　　
・（１）ただし、Ｖｌ　：」レクタ巻線８への印加電圧
し１　：コレクタ巻線８のインダクタンスによって増加
する。

抵抗１４の抵抗値をＲ１１とすると、制御］・ランリス
タ１５は、Ｖ　　＋２Ｖ　　＝Ｒ−ＩＣ＋Ｖ　　　　−（２）ＢＥ
　　　　Ｆ　　　ＥＩ　　　　　　Ｂただし、ＶＢＥ：
制御トランジスタ１５のべ〜スーエミッタ電圧 ■、：ダイオード群１６の１個のダイオードによる降下
電圧ｖ８：被充電用電池２の電圧となった時に制ｔｌｔｌ　＋−ランリスタ１５がオンし
、］レレフにてスイッチング素：ｉ’９のベースをバイ
アスする。

かくして、スイッチング素子９がオフすると、」レクタ
巻線８は更に電流を流そうと１ノてコレクタ巻線８での
発／ｌ＋電圧の極性が反転し、この電圧が出力巻線５に
誘起され、これによりダイオード６を通じ電池２は充電
される。

電気かみそりを例にとると、充電、ＡＣドライブ機能付
において定常の充電時、例えば８時間充電の場合、電池
の安全性のため、充電電流を０゜３Ｃ以下におさえなけ
ればならないが、電池の容量が無くなった時に、かみそ
りを使用する時、モータを駆動するためには、前記充電
電流以上の出力を必要とする。したがって、充電電流よ
り大きい負荷電流を必要とするモータを駆動するために
は、充電用電源の出力を大きくしなければならない。

そこで、スイッチ１８をオンすることにより、エミッタ
抵抗１４に抵抗１９が並列に接続されるように構成する
ことで、次に述べる理由がら出力を大きくすることがで
きる。抵抗１４、抵抗１９の並列回路の抵抗値をＲ「２
とすると、制御トランジスタ１５は、ＶＢＥ＋２ＶＦ　＝Ｒ，２−１ｃ　＋ＶＢ・−・−（３
）ただし、Ｒ「１〉Ｒ［２となった時、オンし、スイッチング素子９を逆バイアス
し、そのスイッチングを停止させる。ＲＥｌ〉ＲＥ２の
ためエミッタ抵抗がＲ「２の時の方が」レクタ電流［Ｃ
は多く流すことができる。

この時のコレクタ電流１ｃ波形、スイッチング素子９の
コレクターエミッタ間電圧Ｖ。Ｅ波形、出ツノ巻線５か
らの出力電流１ｏ波形を第２図（ａ）（ｂ）に示す。こ
こで、第２図（ａ）はエミッタ抵抗の抵抗値がＲＥ２の
時の波形を、第２図（ｂ）は抵抗値がＲＥｌの時の波形
を示す。なお、ｉｏは平均出力である。

被充電用電池２に充電される電流１ｏは１ｏ　＝−（Ｖ
２　／１．２　）・ｔ　　　　・・・（４）ただし、Ｖ
２　ニスイツチング素子９のオフ時に発生する出力巻線
５の電圧、すなわち」レクタ巻線８の電圧Ｖ１の１＝２／Ｌ１倍Ｌ２　：出力巻線５のインダクタンスまた、第２図（ａ＞において、Ｉｃｐはルクタ電流のピ
ーク電流でＩｃ＝ｈ　　−Ｔ　　　　　　　　　　・・・（５）［
ＥＢただし、Ｉ　ニスイツチング素子９のベース電流ｈ［［
ニスイツチング素子９の電流増幅率で決定され、同図に
おいて、Ｉｃｐは１〜ランジスタ９の定格に限界がある
ため出力の異なる負荷を持つ充電器においでＩｊ、　ｌ
・ランス、トランジスタの定格等を負荷の大きい出力を
基本に設計覆る。

この時、負荷を小さくしぼるためには第２図（ｂ）のよ
うになり、（１）式で１１は一定であるから、（２）式
よりわずかのｌｃで制御トランジスタ１５がオンし、ス
イッチング素子９はオフする。

このため負荷の小さい時にはスイッチング素子９はオン
時間が非常に短くなるため同素子９は完全にオンするこ
とができずに発熱づる。第２図（ｂ）の斜線で示す部分
が発熱となる部分である。

したがって、出力電流をしぼっていくと、発熱が増大し
ていくので、出力電流をしぼるのは限界がある。

（発明の目的）本発明は上述の点に鑑みてなされたものであって、大き
さの異なる負荷を持つ充電回路において、小さい負荷を
駆動する際のスイッチング素子の発熱を抑制することを
目的とする。

（発明の構成）本発明は、発振トランスとスイッチング素子とを有する
インバータを備え、負荷に対する出力を切換えるように
した充電回路であって、負荷の大きさに応じて前記発振
トランスの１次巻線のインダクタンスを切換えるように
したしたものである。

この構成により、負荷の小さい時にもスイッチング素子
のオン時間を十分にとれるようになり、同素子は十分に
オンし、その発熱が抑制される。

（実施例）本発明を第３図に示す−・実施例に従って説明する。

本実施例において、第１図と相違する点は、トランス４
（番号は図示なし）の出力巻線５、ベース巻線７．１次
巻線としての第１のコレクタ巻線８と第２の」レクタ巻
線２４を同一」ア上に巻回し、各１１９９巻線８．２４
は相互にインダクタンスが異なるものを用い、スイッチ
２５を介してスイッチング素子９０コレクタと選択的に
接続可能にしていることである。また、負荷が大きい時
には負荷切換えスイッチ１８をオンすることにより、ス
イッチ１８に連動してスイッチ２５が第２の］レクタ巻
に２／’ｌ　（インダクタンス大）から、第１の」レク
タ巻線８（インダクタンス小）に切換わるようにしてい
る。

この構成において、負荷の大きい時に用いる」レクタ巻
線８のインダクタンスを１１、負荷の小さい時に用いる
コレクタ巻線２４のインダクタンスを９１とすると、（１）式よりＩｃ−（Ｖ１／ｌ−＋　）・ｔＩＣ−（Ｖ１／１Ｊ１）・ｔとなり、ｌ−１＜ｆＪｌ　とすれば、負荷の小さい時、
ｌｃの傾きはゆるやかになる。

負荷の小さい時のＶ、Ｉｃ、ｉｏの波形を第Ｃ［４図に示す。Ｉｃｐは（３）式より第２図（ａ＞と同じ
であり、ｌｃの勾配がゆるやかになるため、第２図（ｂ
）に示す出力ＩＯと同じ出力を得ようとしてもスイッチ
ング素子９のオン時間が十分に得られる。よって周期が
長くなる分、平均出力をおさえることができるとともに
、同素子９の発熱も小さくおさえることができる。

第５図は本発明の他の実施例を示す。本実施例は、１次
巻線としての」レクタ巻線８の切換え態様が前記のもの
とは異なる。すなわち、負荷回路に負荷の大小を検知す
るための負荷電流検出回路２６を設け、この回路２６の
出力信号をスイッチ２７のリレー回路に与え、これでも
ってコレクタ巻線８の中間タップの接続切換えを行なう
ようにしている。

そして、コレクタ巻線８上の点ａ（中間タップ）は負荷
の大きい時、スイッチ２７によりスイッチング素子９の
］レクタに接続され、点すは負荷の小さい時、スイッチ
２７によりスイッチング素子９の］レクタに接続される
ようになっている。

この構成において、点ａでスイッチ２７を接続した時の
］レクタ巻線のインダクタンスを１−８１点すでスイッ
チ２７を接続した時のインダクタンスをｌ−ｂとすると
、インダクタンスはｌ−ａ＜ｌｂとなっており、ｌ　ａ
でスイッチ２７を接続した時の波形は第２図（ａ）、１
．、ｂでスイッチ２７を接続した時の波形は第４図と同
様になり、スイッチング素子９の発熱はほとんどなくな
る。

なお、前記第３図に示す実施例においてら第５図の実施
例のように負荷の大小に応じて自動的に」レクタ巻線を
切換えるようにしたものであってもよい。また、上記で
は負荷が２つの場合を説明してきたが、負荷が３つ以上
の場合でも負荷の大きさに合わせた出力を出せるインダ
クタンスを持つコレクタ巻線を用意すれば、同様に実施
でき、また、負荷が一つでも出力を切換えたい時、例え
ば急速充電と充電制御後のフローティング充電の場合等
にも使用できる。

（発明の効果）以上のように本発明によれば、複数の負荷を持つ充電回
路において、負荷の大きさに合わせて出力が得られるよ
う、発振トランスの１次巻線のインダクタンスを負荷に
応じて切換えるようにしたことにより、出力が小さい時
でも従来のようにスイッチング素子のＯＮ時間が短くな
らず、スイッチング素子を確実にオン・オフさせること
ができ、したがって同素子の発熱をおさえることができ
、ひいては出力の可変範囲を広くとることが可能となる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の充電回路の例を示す回路図、第２図（ａ
）（ｂ）はそれぞれ出力が大きい時と小さい時の電流、
電圧波形図、第３図は本発明の充電回路の一実施例を示
す回路図、第４図は本実施例の回路の出力が小さい時の
電流、電圧波形図、第５図は本発明の他の実施例を示す
回路図である。１・・・トランジスタインバータ、２・・・被充電用電
池、５・・・出力巻線、８，２４・・・」レクタ巻線（
１次巻線）、９・・・スイッチング素子、１７・・・モ
ータ（負荷）、１８・・・０荷切換スイツチ、２５・・
・スイッチ、２６・・・負荷電流検出回路、２７・・・
スイッチ。

Claims

【特許請求の範囲】１、発振トランスとスイッチング素子とを有するインバ
ータを備え、負荷に対する出力を切換えるようにした充
電回路であって、負荷の大きさに応じて前記発振トラン
スの１次巻線のインダクタンスを切換えるようにしたこ
とを特徴とする充電回路。２、１次巻線を複数個設け、これらの巻線をスイッチで
切換えるようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の充電回路。３、１次巻線に中間タップを設け、この中間タップをス
イッチで切換えるようにしたことを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の充電回路。４、負荷電流を検出する手段を設け、この検出信号によ
り、１次巻線のインダクタンスを切換えるようにしたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の充電回路。