JPS6329516B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6329516B2 JPS6329516B2 JP55069205A JP6920580A JPS6329516B2 JP S6329516 B2 JPS6329516 B2 JP S6329516B2 JP 55069205 A JP55069205 A JP 55069205A JP 6920580 A JP6920580 A JP 6920580A JP S6329516 B2 JPS6329516 B2 JP S6329516B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- motor
- thyristor
- transformer
- switch circuit
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
- H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
本発明は、直流安定化電源を変圧器の１次側で
スイツチング制御し２次側でダイオード整流を行
なうDC／DCスイツチングコンバータによる電動
機の駆動方式に関する。 高周波のインバータで交流電源をつくり、この
電力をサイクロコンバータを介して普通の可変周
波数・可変電圧の電力に変換し、電動機を駆動す
る方式は従来から知られているが、装置が複雑で
経済性に乏しくあまり実用されていない。また、
商用電源を直接サイリスタで変換する半波式サー
ボモータ駆動回路も知られているが、これは制御
性能が低くたとえばサーボ帯域幅で２〜３Hz程度
でありしかも電源変圧器の偏磁が問題になつてい
た。 ここにおいて本発明は、コンパクトな装置、低
価格、省電力、高性能を同時に満たす電動機駆動
方式を提供しようとするもので、プリントモータ
やカツプモータ等のコアレスDCサーボモータに
最も良く適合する方式でもある。 第１図は、本発明の原理を示す略線図である。 TFはギヤツプ付トランス、ThFは正転用サイ
リスタ、ThRは逆転用サイリスタ、ＭはDCサー
ボモータ、Trはトランジスタ、Ｄは帰還ダイオ
ード、Ｃは平滑コンデンサ、DSは整流ダイオー
ド、Ｓは商用電源である。 トランスTFの１次側は典型的なフライバツク
式スイツチ回路で、２次側はセンタタツプ付きの
サイリスタによる半波形単相サイクロコンバータ
に相当する。
スイツチング制御し２次側でダイオード整流を行
なうDC／DCスイツチングコンバータによる電動
機の駆動方式に関する。 高周波のインバータで交流電源をつくり、この
電力をサイクロコンバータを介して普通の可変周
波数・可変電圧の電力に変換し、電動機を駆動す
る方式は従来から知られているが、装置が複雑で
経済性に乏しくあまり実用されていない。また、
商用電源を直接サイリスタで変換する半波式サー
ボモータ駆動回路も知られているが、これは制御
性能が低くたとえばサーボ帯域幅で２〜３Hz程度
でありしかも電源変圧器の偏磁が問題になつてい
た。 ここにおいて本発明は、コンパクトな装置、低
価格、省電力、高性能を同時に満たす電動機駆動
方式を提供しようとするもので、プリントモータ
やカツプモータ等のコアレスDCサーボモータに
最も良く適合する方式でもある。 第１図は、本発明の原理を示す略線図である。 TFはギヤツプ付トランス、ThFは正転用サイ
リスタ、ThRは逆転用サイリスタ、ＭはDCサー
ボモータ、Trはトランジスタ、Ｄは帰還ダイオ
ード、Ｃは平滑コンデンサ、DSは整流ダイオー
ド、Ｓは商用電源である。 トランスTFの１次側は典型的なフライバツク
式スイツチ回路で、２次側はセンタタツプ付きの
サイリスタによる半波形単相サイクロコンバータ
に相当する。
【表】
さて、第１表において１はオン状態、０はオフ
状態、ThはサイリスタThFあるいはThRのいずれ
かを示す。 モード（100）はトランスTFに電磁エネルギが
電源Ｓより供給されている期間を表わす。 モード（011）はトランジスタがオフしこの電
流が帰還ダイオードＤに移つて、同時にモータＭ
にサイリスタThを通して、トランスTFの２次電
圧が印加され、１次から２次に電流が転流する過
渡期間を示す。 モード（010）はモータＭにだけ電流が流れる
期間を表わす。 モード（110）はトランジスタTrがオンし、モ
ータ電流が１次側に転流する過渡期間を示す。 モード（001）はトランジスタTrがオフし、ダ
イオードＤに帰還電流が流れている期間を表わ
す。 ここでトランジスタTrオフは瞬時に行なわれ
ると仮定しており、従つてモード（111）は入つ
てこない。 この電動機Ｍを駆動する基本的な制御は、モー
ド（100）でエネルギ蓄積し→モード（011）でト
ランス１次から２次へ転流し→モード（010）で
エネルギ放出し→モード（110）でトランス２次
から１次へ転流し→モード（100）でサイリスタ
Th消弧し→モード（001）でエネルギが電源Ｓへ
帰還する。 この１サイクルを例えば１ミリ秒（m.sec）と
定め、これを繰返す。モータＭを正転加速したい
時はサイリスタThFのゲート、正転逆速（逆転加
速）させたい時はサイリスタThRのゲートをそれ
ぞれモード（011）に入る時に、インパルスでド
ライブする。 各電流の波形は第２図ａ，ｂのようになる。 第２図ａは電動機Ｍの力行時、第２図ｂは電動
機Ｍの制動時の電流波形で、ハツチングした面積
はモータＭに流れる電流iMの時間積、iTRはトラン
ジスタTrを流れる電流、iDは帰還ダイオードＤを
流れる電流、t1〜t7およびt11〜t17は期間で
〔T100〕〜〔T000〕はそれぞれのモード（100）〜
（000）、TCはキヤリア周期である。 モード（100）のt5，t15の期間T′100はサイリス
タThのターンオフ時間より十分長くとる。 モード（000）の期間t7，t17のT000が常に零に
ならないようにモード（010）からモード（110）
への移行時点tpffを決める。 tpff＝TC−（T110＋T′100＋T001＋T000）T′100＋
T001＋T000の期間はモータＭの電流は零であるか
ら、モータ端子電圧はその速度起電力を正しく示
している。 この期間中にこの電圧と速度指令電圧との比較
を行ない、この誤差に比例したトランジスタTr
オン時間t1，t11〔T100〕の制御を行なうことがで
きる。誤差が負の時はサイリスタThF、正の時は
サイリスタThRを選定する。 また、トランジスタTrオン時間t1，t11の制御
の中にモータ誘起電圧（速度起電力）emfの正帰
還を加えておけば、この電圧つまりemf補償が容
易に行なえる。 第３図は、本発明の一実施例のブロツク線図で
ある。 １０はタイミング発生回路、１１は誤差増幅
器、１２は分圧器、１３はパルス幅発生回路、１
４はオア（論理和）回路、１５はモノステーブル
マルチ、１６はインバータ回路、１７はトランジ
スタドライブ回路、１８，１９はサイリスタドラ
イブ回路、２０は速度指令である。 第４図は、この実施例の各部の動作を表わすタ
イミングチヤートである。 ａ，ｂはタイミング発生回路の出力、ｃ，ｄは
パルス幅発生回路の出力、ｅはトランジスタドラ
イブ回路の出力（トランジスタドライブパルス）、
ｆ，ｇはサイリスタドライブ回路１８，１９の出
力（サイリスタ点弧パルス）、iTRはトランジスタ
Tr電流、iDはダイオードＤ電流、iMはモータＭ電
流、eMはモータＭ電圧である。 しかして、タイミング発生回路１０は、キヤリ
アを造ると共にサイリスタThFあるいはThRの転
流を行なわせる。 まず、タイミング発生回路１０がパルスａを生
じると（時点４０１）、パルス幅発生回路１３は
パルスａの時刻４０１の入力電圧である速度誤差
電圧に比例したパルス幅信号ｃ，４０１〜４０２
とその速度誤差電圧の極性ｄ（０か１）を発生さ
せる。 パルス幅信号ｃはオア回路１４を経てトランジ
スタTrをドライブし、トランジスタTrの電流iTR
は０（時点４０１）より除々に上昇しパルス幅の
終端（時点４０２）でトランジスタTrがオフに
なり、ギヤツプ付トランスTFの電流はダイオー
ドＤに転流する。 又パルス幅Ｃの終端（時点４０２）で、ある時
間幅をもつたモノステーブルマルチ１５をたゝ
き、速度誤差電圧の極性によりサイリスタThFま
たはThRをトリガする。第４図のタイムチヤート
では、サイリスタThFをトリガしてモータ力行、
サイリスタThRでモータ制動のパターンを描いて
いる。従つて、ギヤツプ付トランスTFの電流は
ダイオードＤに転流すると同時に（時点４０２）、
サイリスタThFにも転流しモータＭに電流iMを発
生させる。 モータ電流iMはダイオードＤの電流が零に減衰
するまで（時点４０３）上昇する。ダイオードＤ
の電流が零に減衰すると、モータ電流iMはモータ
Ｍの誘起電圧と抵抗及びトランスTFのインダク
タンスならびにモータＭのインダクタンスで決ま
る傾斜が減衰する（４０３〜４０５）。 次に、タイミング発生回路１０よりある時間幅
４０５〜４０６をもつたパルスｂが発生され、再
びトランジスタTrをドライブするが、この時は
サイリスタThFあるいはThRには点弧パルスを与
えない。 トランジスタTrがオンになると（時点４０
５）、モータＭに逆電圧がかかり、モータ電流iM
は減衰し零になるところ（時点４０６）でサイリ
スタThFはオフする。パルス幅ｂはサイリスタ
ThFをオフするに充分なパルス幅をもたせてあ
る。 つぎに、トランジスタTrをオフすると（時点
４０７）、この電流はダイオードＤに転流しその
ダイオード電流iDは電源Ｓにさからつて流れるの
で急速に減衰する（４０７〜４０８）。 サイリスタThFがオフすれば（時点４０６）、
モータ電圧eMは回転数に比例した誘起電圧だけに
なり（４０６〜４１０，４１４〜４１８，４２２
〜４２５）、速度指令２０と突き合わされ、誤差
増幅器１１で増幅されて次のタイミングパルスａ
に備える。 分圧器１２はモータ電流iMが力行時減衰、制動
時上昇するのを補償する為にモータ誘起電圧を正
帰還する時のゲインの設定の働きをする。つまり
力行時は速度誤差電圧を実際よりも大きく、制動
時は逆に小さくさせる。 なお、時点４２５で制動がかかつたことを示し
ている。 この回路では速度発電機を持たなくとも良好な
制御ができると共に、キヤリアの周波数を高くす
れば、トランスTFの外形を小さくできるので、
コンパクトな装置を実現できる。 第５図ａ，ｂは本発明の他の実施例のブロツク
図である。 モータＭに並列にコンデンサCm，Cn1，Cn2，
Cn3をつなぎ、モータＭのインダクタンス分を打
消すことができる。 DP，DNはダイオード、TrP，TrNはトランジス
タ、ThF1，ThF2，ThR1，ThR2，Th11〜Th16はサ
イリスタである。 トランジスタTrPとTrNは同時にベースドライ
ブされる。 そしてサイリスタThF1とThF2，サイリスタ
ThR1とThR2はどちらか同時にゲートパルスを加
える（半波形DCサーボアンプ）。サイリスタ
Th11〜Th16はインバータドライブがなされる
（半波形3φサイクロコンバータ）。 ところで、本発明の制御方式ではサイリスタ
ThFあるいはThRを消弧するためのトランジスタ
Trオン時点〔モード（010）と（110）の移行時
点４０５，４１３，４２１，…〕を一定にせず
に、トランスTFのギヤツプ中にホール素子を挿
入し、この電流を検出して、この電流に応じて最
も長い通流期間になるよう決める制御を行なうこ
とができる。 なお、本発明はモータＭは直流電動機について
の説明が主となつているが、交流電動機について
も適用可能であることは明白である。 従来の直流サーボモータの駆動回路のトランジ
スタのパルス幅制御を行なう高性能のものは、回
路が複雑なブリツジ構造になり、特に低圧（24V
以下）のモータではこの電源である直流定電圧源
をつくるためのトランス，ダイオード，フイルタ
等が大きくなつて、寸法，重量，コストとも大き
なものになつていた。 しかるに、本発明は商用電源でトランスを介さ
ずに直接動作させるラインオペレートのスイツチ
ングレギユレータと同じ思想で構成され、上記ト
ランス、ダイオード，フイルタ等が高周波で動作
するため小形であり、サーボモータ駆動部にはサ
イリスタを使つて極性切替えのみを行なわせる方
式なので簡単であり、安いコストで実現できる。 しかも動作は１次側でパルス幅制御される半波
のサイクロコンバータになつているので、パルス
周波数を1KHz以上に上げれば、従来の上記の
PWMサーボアンプに匹適する制御性能が出せる
だけでなく、モータ速度起電力の検出利用が容易
にできるので直流タコジエネが不要となる等の利
点がある。
状態、ThはサイリスタThFあるいはThRのいずれ
かを示す。 モード（100）はトランスTFに電磁エネルギが
電源Ｓより供給されている期間を表わす。 モード（011）はトランジスタがオフしこの電
流が帰還ダイオードＤに移つて、同時にモータＭ
にサイリスタThを通して、トランスTFの２次電
圧が印加され、１次から２次に電流が転流する過
渡期間を示す。 モード（010）はモータＭにだけ電流が流れる
期間を表わす。 モード（110）はトランジスタTrがオンし、モ
ータ電流が１次側に転流する過渡期間を示す。 モード（001）はトランジスタTrがオフし、ダ
イオードＤに帰還電流が流れている期間を表わ
す。 ここでトランジスタTrオフは瞬時に行なわれ
ると仮定しており、従つてモード（111）は入つ
てこない。 この電動機Ｍを駆動する基本的な制御は、モー
ド（100）でエネルギ蓄積し→モード（011）でト
ランス１次から２次へ転流し→モード（010）で
エネルギ放出し→モード（110）でトランス２次
から１次へ転流し→モード（100）でサイリスタ
Th消弧し→モード（001）でエネルギが電源Ｓへ
帰還する。 この１サイクルを例えば１ミリ秒（m.sec）と
定め、これを繰返す。モータＭを正転加速したい
時はサイリスタThFのゲート、正転逆速（逆転加
速）させたい時はサイリスタThRのゲートをそれ
ぞれモード（011）に入る時に、インパルスでド
ライブする。 各電流の波形は第２図ａ，ｂのようになる。 第２図ａは電動機Ｍの力行時、第２図ｂは電動
機Ｍの制動時の電流波形で、ハツチングした面積
はモータＭに流れる電流iMの時間積、iTRはトラン
ジスタTrを流れる電流、iDは帰還ダイオードＤを
流れる電流、t1〜t7およびt11〜t17は期間で
〔T100〕〜〔T000〕はそれぞれのモード（100）〜
（000）、TCはキヤリア周期である。 モード（100）のt5，t15の期間T′100はサイリス
タThのターンオフ時間より十分長くとる。 モード（000）の期間t7，t17のT000が常に零に
ならないようにモード（010）からモード（110）
への移行時点tpffを決める。 tpff＝TC−（T110＋T′100＋T001＋T000）T′100＋
T001＋T000の期間はモータＭの電流は零であるか
ら、モータ端子電圧はその速度起電力を正しく示
している。 この期間中にこの電圧と速度指令電圧との比較
を行ない、この誤差に比例したトランジスタTr
オン時間t1，t11〔T100〕の制御を行なうことがで
きる。誤差が負の時はサイリスタThF、正の時は
サイリスタThRを選定する。 また、トランジスタTrオン時間t1，t11の制御
の中にモータ誘起電圧（速度起電力）emfの正帰
還を加えておけば、この電圧つまりemf補償が容
易に行なえる。 第３図は、本発明の一実施例のブロツク線図で
ある。 １０はタイミング発生回路、１１は誤差増幅
器、１２は分圧器、１３はパルス幅発生回路、１
４はオア（論理和）回路、１５はモノステーブル
マルチ、１６はインバータ回路、１７はトランジ
スタドライブ回路、１８，１９はサイリスタドラ
イブ回路、２０は速度指令である。 第４図は、この実施例の各部の動作を表わすタ
イミングチヤートである。 ａ，ｂはタイミング発生回路の出力、ｃ，ｄは
パルス幅発生回路の出力、ｅはトランジスタドラ
イブ回路の出力（トランジスタドライブパルス）、
ｆ，ｇはサイリスタドライブ回路１８，１９の出
力（サイリスタ点弧パルス）、iTRはトランジスタ
Tr電流、iDはダイオードＤ電流、iMはモータＭ電
流、eMはモータＭ電圧である。 しかして、タイミング発生回路１０は、キヤリ
アを造ると共にサイリスタThFあるいはThRの転
流を行なわせる。 まず、タイミング発生回路１０がパルスａを生
じると（時点４０１）、パルス幅発生回路１３は
パルスａの時刻４０１の入力電圧である速度誤差
電圧に比例したパルス幅信号ｃ，４０１〜４０２
とその速度誤差電圧の極性ｄ（０か１）を発生さ
せる。 パルス幅信号ｃはオア回路１４を経てトランジ
スタTrをドライブし、トランジスタTrの電流iTR
は０（時点４０１）より除々に上昇しパルス幅の
終端（時点４０２）でトランジスタTrがオフに
なり、ギヤツプ付トランスTFの電流はダイオー
ドＤに転流する。 又パルス幅Ｃの終端（時点４０２）で、ある時
間幅をもつたモノステーブルマルチ１５をたゝ
き、速度誤差電圧の極性によりサイリスタThFま
たはThRをトリガする。第４図のタイムチヤート
では、サイリスタThFをトリガしてモータ力行、
サイリスタThRでモータ制動のパターンを描いて
いる。従つて、ギヤツプ付トランスTFの電流は
ダイオードＤに転流すると同時に（時点４０２）、
サイリスタThFにも転流しモータＭに電流iMを発
生させる。 モータ電流iMはダイオードＤの電流が零に減衰
するまで（時点４０３）上昇する。ダイオードＤ
の電流が零に減衰すると、モータ電流iMはモータ
Ｍの誘起電圧と抵抗及びトランスTFのインダク
タンスならびにモータＭのインダクタンスで決ま
る傾斜が減衰する（４０３〜４０５）。 次に、タイミング発生回路１０よりある時間幅
４０５〜４０６をもつたパルスｂが発生され、再
びトランジスタTrをドライブするが、この時は
サイリスタThFあるいはThRには点弧パルスを与
えない。 トランジスタTrがオンになると（時点４０
５）、モータＭに逆電圧がかかり、モータ電流iM
は減衰し零になるところ（時点４０６）でサイリ
スタThFはオフする。パルス幅ｂはサイリスタ
ThFをオフするに充分なパルス幅をもたせてあ
る。 つぎに、トランジスタTrをオフすると（時点
４０７）、この電流はダイオードＤに転流しその
ダイオード電流iDは電源Ｓにさからつて流れるの
で急速に減衰する（４０７〜４０８）。 サイリスタThFがオフすれば（時点４０６）、
モータ電圧eMは回転数に比例した誘起電圧だけに
なり（４０６〜４１０，４１４〜４１８，４２２
〜４２５）、速度指令２０と突き合わされ、誤差
増幅器１１で増幅されて次のタイミングパルスａ
に備える。 分圧器１２はモータ電流iMが力行時減衰、制動
時上昇するのを補償する為にモータ誘起電圧を正
帰還する時のゲインの設定の働きをする。つまり
力行時は速度誤差電圧を実際よりも大きく、制動
時は逆に小さくさせる。 なお、時点４２５で制動がかかつたことを示し
ている。 この回路では速度発電機を持たなくとも良好な
制御ができると共に、キヤリアの周波数を高くす
れば、トランスTFの外形を小さくできるので、
コンパクトな装置を実現できる。 第５図ａ，ｂは本発明の他の実施例のブロツク
図である。 モータＭに並列にコンデンサCm，Cn1，Cn2，
Cn3をつなぎ、モータＭのインダクタンス分を打
消すことができる。 DP，DNはダイオード、TrP，TrNはトランジス
タ、ThF1，ThF2，ThR1，ThR2，Th11〜Th16はサ
イリスタである。 トランジスタTrPとTrNは同時にベースドライ
ブされる。 そしてサイリスタThF1とThF2，サイリスタ
ThR1とThR2はどちらか同時にゲートパルスを加
える（半波形DCサーボアンプ）。サイリスタ
Th11〜Th16はインバータドライブがなされる
（半波形3φサイクロコンバータ）。 ところで、本発明の制御方式ではサイリスタ
ThFあるいはThRを消弧するためのトランジスタ
Trオン時点〔モード（010）と（110）の移行時
点４０５，４１３，４２１，…〕を一定にせず
に、トランスTFのギヤツプ中にホール素子を挿
入し、この電流を検出して、この電流に応じて最
も長い通流期間になるよう決める制御を行なうこ
とができる。 なお、本発明はモータＭは直流電動機について
の説明が主となつているが、交流電動機について
も適用可能であることは明白である。 従来の直流サーボモータの駆動回路のトランジ
スタのパルス幅制御を行なう高性能のものは、回
路が複雑なブリツジ構造になり、特に低圧（24V
以下）のモータではこの電源である直流定電圧源
をつくるためのトランス，ダイオード，フイルタ
等が大きくなつて、寸法，重量，コストとも大き
なものになつていた。 しかるに、本発明は商用電源でトランスを介さ
ずに直接動作させるラインオペレートのスイツチ
ングレギユレータと同じ思想で構成され、上記ト
ランス、ダイオード，フイルタ等が高周波で動作
するため小形であり、サーボモータ駆動部にはサ
イリスタを使つて極性切替えのみを行なわせる方
式なので簡単であり、安いコストで実現できる。 しかも動作は１次側でパルス幅制御される半波
のサイクロコンバータになつているので、パルス
周波数を1KHz以上に上げれば、従来の上記の
PWMサーボアンプに匹適する制御性能が出せる
だけでなく、モータ速度起電力の検出利用が容易
にできるので直流タコジエネが不要となる等の利
点がある。
第１図は本発明の原理を示す略線図、第２図ａ
は電動機の力行時の電流波形図、第２図ｂは電動
機の制動時の電流波形図、第３図は本発明の一実
施例のブロツク線図、第４図はその実施例の各部
の動作を表わすタイミングチヤート、第５図ａ，
ｂは本発明の他の実施例のブロツク図である。 Ｓ…商用電源、DS…整流ダイオード、Ｃ，
Cn，Cn1〜Cn2…コンデンサ、Tr，TrP，TrN…ト
ランジスタ、TF…ギヤツプ付トランス、ThF，
ThF1，ThF2，ThR，ThR1，ThR2，Th11〜Th16…
サイリスタ、Ｍ…モータ、１０…タイミング発生
回路、１１…誤差増幅器、１２…分圧器、１３…
パルス幅発生回路、１４…オア回路、１５…モノ
ステーブルマルチ、１６…インバータ回路、１７
…トランジスタドライブ回路、１８，１９…サイ
リスタドライブ回路、２０…速度指令。
は電動機の力行時の電流波形図、第２図ｂは電動
機の制動時の電流波形図、第３図は本発明の一実
施例のブロツク線図、第４図はその実施例の各部
の動作を表わすタイミングチヤート、第５図ａ，
ｂは本発明の他の実施例のブロツク図である。 Ｓ…商用電源、DS…整流ダイオード、Ｃ，
Cn，Cn1〜Cn2…コンデンサ、Tr，TrP，TrN…ト
ランジスタ、TF…ギヤツプ付トランス、ThF，
ThF1，ThF2，ThR，ThR1，ThR2，Th11〜Th16…
サイリスタ、Ｍ…モータ、１０…タイミング発生
回路、１１…誤差増幅器、１２…分圧器、１３…
パルス幅発生回路、１４…オア回路、１５…モノ
ステーブルマルチ、１６…インバータ回路、１７
…トランジスタドライブ回路、１８，１９…サイ
リスタドライブ回路、２０…速度指令。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ギヤツプ付トランスとこのギヤツプ付トラン
スの１次側巻線に直流電源から供給するエネルギ
を断続するスイツチ回路と前記１次側巻線のエネ
ルギを前記直流電源に帰還するダイオードを備
え、前記ギヤツプ付トランスの２次側巻線に接続
されたサイリスタ回路と前記スイツチ回路によつ
て電動機の駆動制御をするものにおいて、 ある時点のパルスａが送出されたとき前記スイ
ツチ回路をオンにし、 前記電動機に電動機電流が流れていない期間に
検出された前記電動機の誘起電圧と前記電動機の
速度指令電圧との偏差分に比例した時間経過後、
前記スイツチ回路をオフするとともに、前記サイ
リスタ回路を点弧し、前記偏差分に応じた前記電
動機電流を流し、 前記ある時点の次の時点のパルスａが出る前の
パルスｂで前記スイツチ回路をオンにして、前記
電動機電流をギヤツプ付トランスの１次側に転流
させ、前記サイリスタ回路中のサイリスタ素子の
アノードとカソード間に逆バイアス電圧を印加す
ることによつて前記サイリスタ素子を消弧し、前
記サイリスタ素子の順方向阻止能力を回復させた
後前記スイツチ回路をオフとする ことを特徴とする電動機駆動方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6920580A JPS56166791A (en) | 1980-05-24 | 1980-05-24 | Motor driving system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6920580A JPS56166791A (en) | 1980-05-24 | 1980-05-24 | Motor driving system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56166791A JPS56166791A (en) | 1981-12-22 |
| JPS6329516B2 true JPS6329516B2 (ja) | 1988-06-14 |
Family
ID=13395981
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6920580A Granted JPS56166791A (en) | 1980-05-24 | 1980-05-24 | Motor driving system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56166791A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS538433Y2 (ja) * | 1973-09-25 | 1978-03-04 |
-
1980
- 1980-05-24 JP JP6920580A patent/JPS56166791A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56166791A (en) | 1981-12-22 |
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