JPS63301657A - 呼出信号発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔１既　　要〕 正側Ｄ　Ｃ／ＤＣコンバータの出力を呼出信号周期の一
方の半サイクルの聞出力させ、負側ＤＣ／ＤＣの出力を
呼出信号周期の他方の半サイクルの聞出力させて従来の
トランス等を不要にして回路の小型化等を図る。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、加入者電話機に呼出信号を送出する呼出信号
送出回路に関するものである。

交換機のディジタル化により、そのディジタル交換部と
加入者電話機との間のインクフェイスをとるために、加
入者電話機とディジタル交換部との間に加入者回路を設
けている。この方式を採用する場合における交換機から
呼出信号（１６１（ｚ。

２０　Ｈｚ等の周波数で、実効値７５ボルト程度の交流
電圧）を供給する手段は上述加入者回路に設けられる。

又、上述ディジタル化は空間分割型から時分割型に移行
されつつあり、それに合わせて上述加入者回路の小型化
、高密度化を図るためその集積回路化も進められており
、上述呼出信号供給回路にも電子化回路が用いられるに
至っている。

〔従来の技術〕

ディジタル交換機の加入者回路は、所謂ＢＯＲ３ＣＨＴ
機能を有するものであり、Ｂは給電（Ｂａｔｔｅｒｙ　
ｆｅｅｄ）、０は過電圧保ｊｌ　（Ｏｖｅｒｖｏｌｔａ
ｇｅｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎ）　、Ｒは呼出信号送出（Ｒ
ｉｎｇｉｎｇ）、Ｓは回線の監視（Ｓ　ｕｐｅｒｖｉｓ
ｉｏｎ）　、Ｃは符号復号化（Ｃｏｄｅｃ）　、Ｈは２
線−４線変換（Ｈｙｂｒｉｄ）、Ｔは試験（Ｔｅｓｔｉ
ｎｇ）である。

第７図は従来例の説明図であり、３１はディジタル交換
機のネットワーク、３２は加入者回路、３３は加入者電
話機、３４は前述のＢＯＲ３ＣＲＴ機能のうちのＢ（給
電）、Ｓ（回線の監視）、Ｈ（２線−４線変換）、Ｃ（
符号復号化）機能を有する回路、３５は呼出信号発振器
、３６は直流電源、ＲＩＯ，Ｒ１１は電流制限用の抵抗
、ｒｌはリレー（図示せず）の接点、ＴＩＰ、ＲＩＮＧ
は端子である。なお、ＢＳＨＣ機能の回路３４に含まれ
ないＯ（過電圧保護）機能は、分散接続されたバリスタ
等により構成され、Ｔ（試験）機能は試験装置との接続
構成であり、呼出信号送出と直接的な関係はないもので
ある。又Ｒ（呼出信号送出）機能は、呼出信号発振器３
５とリレーの接点ｒｌ等により実現されており、Ｂ　Ｓ
　ＨＣ機能の回路３４よりも加入者線側に設けられてい
る。又呼出信号発振器３５と直流電源３６とは、複数の
加入者回路に対して共用化されている。

リレー（図示を省略）の接点ｒｌが図示の状態の時に、
呼出信号発振器３５からの呼出信号は、抵抗Ｒ１０，接
点ｒｌｌを介して電話機３３のベル回路を通り、接点ｒ
ｌ、抵抗Ｒ１１を介して地気に流れる。又呼出信号発振
器３５の呼出信号は直流電源３６による直流電圧に重畳
されており、呼出信号に応答して電話機３３をオフフッ
クすると、直流電源３６による直流電流が流れるから、
この直流電流によりオフフッタ検出を行なうことができ
る。そして、オフフック検出によりリレー（図示せず）
を動作させ、呼出信号の送出を生ぜしめたリレーの接点
ｒｊ２を切替接続させて呼出信号の送出停止及び電話機
３３の回路３４を介してのネットワーク３１への接続を
生せしめる。この時の直流電源３６による直流電流は、
抵抗ＲＩＯ，Ｒ１１と加入者線抵抗との和により制限さ
れる。

又直流電源３６は、図示のように、抵抗ＲＩＯ側（呼出
信号発振器３５側）に設けられる場合と、抵抗Ｒ１１側
に設けられる場合とがあり、システム構成によって選択
されるものである。

呼出信号と直流電圧とを重畳して加入者電話機に送出す
る為に、従来は、第８図又は第９図に示す構成が用いら
れていた。第８図に於いては、発振器４３からの例えば
周波数１６１１２の信号を増幅器４２により増幅して、
ｌ：ｎの巻数比のトランス４１の一次巻線に供給し、二
次巻線に実効値７５ボルト程度の電圧を誘起させ、この
電圧に直流電源４４の直流電圧を重畳させて、接点ｒｌ
を介して加入者電話機に送出するものである。この場合
のトランス４１は、低周波信号を昇圧すると共に、直流
電流が流れるので大型となる。

第９図は、第８図に於けるトランス４１の小型化を図る
為に、トランス５１の一次巻線にセンタタップを設け、
そのセンタタップの両側の巻線に交互に電流を流すもの
であり、発振器５６からの例えば１６Ｈｚの信号を非反
転ドライバ５４と反転ドライバ５５を介してトランジス
タ５２．５３のベースに加えて交互にオン、オフ制御し
、巻数比１：ｎの一次巻線のセンタタップに接続した電
源５７から電流を供給し、二次巻線に誘起された電圧に
直流電源５８からの直流電圧を重畳させ、交換機による
加入者の呼出時に作動されたリレーの接点ｒｌｌを介し
て加入者電話機に送出するものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来例の呼出信号送出回路は、トランス４１゜５１を含
むものであり、このトランス４１．５１は、１６Ｈｚ〜
２５１１ｚ程度の低周波信号を昇圧するもので、トラン
スは、周波数が低い程大型となるから、呼出信号送出用
のトランス４１．５１も大型となる。更に、加入者電話
機のオフフッタ検出を行なう為に、直流重畳を行なって
いるから、トランス４１．５１には直流電流が流れ、こ
の直流電流によってトランス４１．５１のコアが磁気飽
和しないようにする必要があるから、コアが大型となる
。このような点からも呼出信号送出用のトランス４１．
５１は重く且つ大型となる欠点があった。

又、従来例の呼出信号送出回路は、定電圧源に相当する
ものであるから、電流制限用の抵抗Ｒ１０９・Ｒ１１が
必要となる。これらの抵抗Ｒ１０゜Ｒ１１は、電話機の
オフフック時に流れる電流によって生じる熱や、加入者
線の地絡等による電流によって生じる熱を考慮して、数
Ｗ程度の大型の抵抗を用いるものであり、従って、実装
面積が大きくなる欠点があった。

又、交換機は機能分散、負荷分散の傾向にあるが、前述
のように従来の呼出信号送出回路はそのコストの面から
大型のトランス４１．５１の共用化を強いられる関係上
、機能分散に対応した構成とすることは困難であった。

本発明は、小型、軽量化を行ない、機能分散にも容易に
対応できるようにすることを目的とするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

第１図は本発明の原理ブロック図を示す。この図におい
て、１０は正側Ｄ　Ｃ／ＤＣコンバータ、１２は負側Ｄ
　Ｃ／ＤＣコンバータ、１４は呼出信号周波数の信号を
発生する発振器である。該発振器１４の信号を受けて前
記両コンバータの出力電圧をスイッチ回路１６から交互
に出力させるようにして本発明回路は構成されている。

〔作　用〕

本発明回路は正側Ｄ　Ｃ／ＤＣコンバータ１０から発生
している正の直流電圧及び負側Ｄ　Ｃ／ＤＣコンバータ
１２から発生している負の直流電圧がスイッチ回路１６
の呼出信号周波数のスイッチング信号に交互に出力され
る。従って、スイッチ回路１６の出力には、呼出信号が
発生される。この呼出信号の発生のための、小型の構成
部品のみが用いられているので、交換機に要求される負
荷分散に対処でき、その信頼性の向上にもなる。

〔実施例〕

第２図は本発明の一実施例を示す。この図において、第
１図の構成要素に対応する箇所に同一の参照番号を付し
てその参照を行なう。

その正側Ｄ　Ｃ／ＤＣコンバータ１０は地気から小型の
チョークコイルＬｌ、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１
を経て電池Ｖ３Ｓへ形成される回路の接続点Ｒ１と接続
点Ｓｔとの間にＮＰＮ）ランジスタＱ１を接続し、該ト
ランジスタＱｌのベースにバッファＶＦＩ（インタフェ
イスをとるためのもの）を介してスイッチング信号発振
器（ＳＷＯ３Ｃ）２０の出力を接続して構成されている
。これと同様に、負側Ｄ　Ｃ／ＤＣコンバータ１２も構
成される。即ち、地気からコンデンサＣＯ、ダイオード
ＤＯ１小型のチョークコイルＬＯを経て電池ＶＳＳへ形
成される回路の接続点ＲＯと接続点ＳＯとの間にＰＮＰ
）ランジスタＱＯを接続し、該トランジスタＱＯのベー
スにバッファＶＦＯを介してスイッチング信号発振器２
０の出力を接続して構成されている。

スイッチ回路１６は第３図に示されている。このスイッ
チ回路１６は、電源電圧＋■を出力する正（ＩＪＤＣ／
ＤＣコンバータ１０に接続される第１のカレントミラー
回路１６＋及び電源電圧−■を出力する負側ＤＣ／ＤＣ
コンバータ１２に接続される第２のカレントミラー回路
１６！及び制御回路１６．から成る。又、第１のカレン
トミラー回路１６．は、トランジスタＱ２．Ｑ４と、抵
抗Ｒ２、Ｒ４とから構成され、トランジスタＱ２．Ｑ４
のベースが、入力側のトランジスタＱ２のコレクタに接
続されている。第２のカレントミラー回路１６ｇは、ト
ランジスタＱ３．Ｑ５と、抵抗Ｒ３、Ｒ５とから構成さ
れ、トランジスタＱ３．Ｑ５のベースが、入力側のトラ
ンジスタＱ３のコレクタに接続されている。なお、カレ
ントミラー回路は、前述のように一対のトランジスタを
用いた構成が一般的であるが、各種の構成を採用するこ
とができるものである。

又制御回路１６３は、演算増幅器ＯＰＡと、トランジス
タＱＯ，Ｑｌと、抵抗ＲＯとから構成され、演算増幅器
ＯＰＡの非反転入力端子（＋）に発振器１４が接続され
、出力端子にトランジスタＱＯ，Ｑｌのベースが接続さ
れ、それらのトランジスタＱＯ，Ｑｌのエミッタに演算
増幅器ＯＰＡの反転入力端子（−）が接続され、且つ抵
抗ＲＯを介してアースを接続している。

上述の回路構成の動作を説明する。

正側Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータ１０も負側Ｄ　Ｃ／ＤＣ
コンバータ１２もその動作原理はほぼ同じである。即ち
、トランジスタＱ１が発振器２０の信号によってオン／
オフされると、そのオンになったときにコイルＬｌに蓄
積された電気エネルギーがトランジスタＱｌオフのとき
コンデンサＣ１，ダイオードＤ１、そして電池ＶＳＳ、
地気へ通ずる電路を介して放電される。又、トランジス
タＱＯが発振器２０の信号によってオン／オフされると
、そのオンになったときにコイルＬＯに蓄積された電気
エネルギーがトランジスタＱＯオフのとき地気、コンデ
ンサＣＯ、ダイオードＤＯ１そして電池、地気への通電
路を介して電荷を引き込む。この動作がトランジスタＱ
ｌ又はＱＯがオン／オフされる度毎に繰り返されてその
出力点０１に所定の正の直流電圧＋Ｖが、出力点ＯＯに
所定の負の直流電圧−■が発生される。

又、スイッチ回路１６の動作は次の通りである。

トランジスタＱ２．Ｑ４のベース・エミッタ間電圧が等
しいとし、又電流増幅率ｈｒｔが充分に大きいとすると
、カレントミラー回路１６．の入力電流！、と出力電流
ｌ、との関係は、 Ｒ２・１．＝Ｒ４・■４　　　　　　　・・・（１）で
あるから、 １４　＝　（Ｒ２／Ｒ４）・■。　　　　・・・（２）
となる。従って、Ｒ２＞Ｒ４とすると、少ない入力電流
Ｉ０により出力電流Ｉ４を制御することができる。

同様にカレントミラー回路１６、に於いても、１、−　
（Ｒ３／Ｒ５）　　・１１　　　　　・・・（３）の関
係となる。

演算増幅器ＯＰＡは、非反転入力端子（＋）に加えられ
る信号電圧■、と、反転入力端子（−）に加えられる電
圧とが同電位（イマジナリ−ショート）となるように動
作するものであるから、トランジスタＱＯ，Ｑｌのエミ
ッタ電位は、信号電圧Ｖ、と同じくなる。トランジスタ
ＱＯ，Ｑｌの電流増幅率ｈＦ！が充分に大きいとすると
、信号電圧Ｖ、が正極性の時、トランジスタＱＯに流れ
る電流１ｏは、 ■、　＝■ｓ　／ＲＯ・・・（４） となるが、トランジスタＱｌに流れる電流Ｉ、は０とな
る。又信号電圧■、が負極性の時、トランジスタＱ１に
流れる電流！、は、 Ｌ　＝　　Ｖｓ　／ＲＯ・・・（５） となるが、トランジスタＱＯに流れる電流ｉｏは０とな
る。

なお、信号電圧■ｓは、トランジスタＱＯ，Ｑｌのベー
ス・エミッタ間の逆方向耐圧以下となるように選定され
る。

信号電圧■ｓの極性に対応して流れる電流Ｉｔ。

Ｉｏによって、カレントミラー回路１６．．１６□から
それぞれＲ３／Ｒ５，Ｒ２／Ｒ４倍された電流１ｓ、Ｉ
ｎの和が呼出信号電流１ｏｕｔとして交換機の呼出信号
送出時に動作されるリレー（図示せず）のリレー接点を
介して電話機に送出される。

電話機のインピーダンスを含む負荷インピーダンスをＺ
Ｌとすると、出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ　＝　１ｏ
ｕｔ　　赤Ｚｔ　　　　　　　・・・（６）となる。し
かし、この出力電圧Ｖｏｕｔは、電源電圧＋Ｖ、−Ｖ以
上となることはない。又呼出信号に応答して電話機がオ
フフックすれば、そのインピーダンスはほぼ零となるか
ら、出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。従って、オフフッタ
検出は可能である。

第４図は動作説明図であり、（ａ）は発振周波数１６Ｈ
ｚの発振器１４からの電圧ｖ１の信号を示し、この信号
によって（ｂ）、　（Ｃ）に示すように、トランジスタ
ＱＯ，Ｑｌに電流１．．１．が流れる。この電流■。、
Ｉ、がカレントミラー回路の入力端子となるから、呼出
信号電流１ｏｕｔは、（ｄ）に示すものとなる。

又、出力電圧Ｖｏｕｔは、（ｅ）に示すものとなる。

又、負荷インピーダンスＺＬが大きい場合は、（ｆ）の
点線のように出力電圧Ｖｏｕｔが増大しようとするが、
出力電圧は電源電圧＋Ｖ、−Ｖ以上に増大することはで
きない。この状態では、カレントミラー回路１６＋、１
６ｇの出力側のトランジスタＱ５、Ｑ４が飽和状態とな
り、抵抗Ｒ５，Ｒ４も低い値に選定されているので、低
インピーダンスで電源と接続されることになり、実線で
示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは電源電圧＋Ｖ、−Ｖ以
内でクランプされることになる。

上述のようにスイッチ回路１６は動作するから、その出
力ＳＯには、１６１１ｚで交番する正及び負の直流電圧
が発生する。従って、交換機により呼出信号送出リレー
が動作してそのリレー接点が呼出信号発生回路の出力Ｓ
Ｏ側へ切り換わると、上述の正及び負の直流電圧、即ち
呼出信号は加入者電流機へ送出される。

この実施例において、各Ｄ　Ｃ／ＤＣコンバータ別に、
発振器２０を設け、そのデエーティを異ならしめること
により、呼出信号の実効値だけでなく、その信号の直流
分を任意に設定できる。

又、第５図は本発明の他の実施例を示す。この実施例は
呼出信号送出回路の低消費電力化、低ノズル化を図るた
めに、第１図実施例における両コンバータのスイッチン
グ信号源及びスイッチ回路のためのスイッチング信号源
を次のように構成したことにその特徴部分がある。即ち
、正側ＤＣ／ＤＣＣ／式−タ■０のためのスイッチング
信号は呼出信号送出制御信号ＳＤ、インバータ３０を通
った発振器１４の信号及び発振器２０の信号をナンド回
路３２で受け、その回路出力に現れる信号を用い、負側
Ｄ　Ｃ／ＤＣコンバータ１２のためのスイッチング信号
は制御信号ＳＤ及び発振器１４゜２０の信号をオア回路
３４で受け、その回路出力に現れる信号を用いる。又、
スイッチ回路１６のスイッチング信号は制御信号ＳＤ及
び発振器１４の信号をオア回路３６で受け、その回路出
力に現れる信号を用いる。

このスイッチング信号源によれば、ナンド回路３２から
は、第６図の（４）に示されるように発振器１４の高レ
ベル周期の間、発振器２０からの３２ＫＨ２のスイッチ
ング信号が正側Ｄ　Ｃ／ＤＣコンバータ１０へ供給され
る。該コンバータ１０における変換動作が上述したとこ
ろと同じである。又、オア回路３４からは、第６図の（
５）に示されるように発振器１４の出力信号の低レベル
周期の間、発振器１６からの３２ＫＨｚのスイッチング
信号が負側Ｄ　Ｃ／ＤＣコンバータ１２へ供給される。

このコンバータ１２においても上述と同様の変換動作が
生ぜしめられる。

これに加えて、スイッチ回路１６へのスイッチング信号
の供給は第６図の（６）のように、信号ＳＤの印加時の
み生ぜしめられる。これらは、呼出信号送出のための不
必要な時間帯における動作を停止させているから、消費
電力が少なくて済み、そこで生ずるノイズもその期間発
生しないことになる。

〔発明の効果〕

以上述べたように本発明によれば、小型の構成素子だけ
で回路を構成したので、回路を小型化し得るし、回路へ
の共用化の要請もなくなる。従って、本発明回路を回線
対応又は数回線対応に設けることが可能になり、負荷分
散にもなるし、又システムの信頼性の向上ともなる。又
、低消費電力化、低ノイズ化も得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は本発明の一実施例を示す図、 第３図はスイッチ回路１６の回路構成例を示す図、第４
図はスィッチ回路１６各部の信号波形図、第５図は本発
明の他の実施例を示す図、第６図は本発明他の実施例回
路各部の信号タイミングチャート、 第７図は従来例の説明図、 第８図は従来例の要部説明図、 第９図は従来例の要部説明図である。 第１図乃至第３図及び第５図において、１０は正側Ｄ　
Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータ（チョークコイルＬ１、ダイオー
ドＤ１、コンデンサＣ１、トランジスタＱ１、発振器２
０）、 １２は負側Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータ（チョークコイル
ＬＯ，ダイオードＤｏ、コンデンサＣｏ、）ランジスタ
ＱＯ，発振器２０）、 １４は発振器、 １６はスイッチ回路（カレントミラー回路１６１゜１６
□、制御回路１６３）である。 事亮朗のβし鼠フ゛ロック図 第１図 −■ スイッチ回路１６の回路端バイ列 竺　　リ　　　但７ スイツチ回路１６．各自ｐの４九号邸反１升釧図＄４乙
８月４色の実施例回路各訃の４■タイミ〉グ４ヤード第
６図 従来８りの脱明図 第７図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）正側ＤＣ／ＤＣコンバータ（１０）と、負側ＤＣ
   ／ＤＣコンバータ（１２）と、 呼出信号周波数の信号を発生する発振器（１４）と、 該発振器（１４）の出力信号に応答して前記両コンバー
   タ（１０、１２）の出力を交互に出力させるスイッチ回
   路（１６）とより成る呼出信号発生回路。
2. （２）前記両コンバータ（１０、１２）のスイッチング
   入力に対応する呼出信号周期期間のみスイッチング信号
   発振器を接続させる回路を設けたことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の呼出信号発生回路。